高速串行数字电路设计工具:眼图医生的功能与应用
眼图医生(eye doctor)是力科于2006年推出的用于高速串行数字电路设计的强大工具，包括了虚拟探测(virtual probing)与接收端均衡(receiver equalization)两部分，主要用于通讯背板设计、高速串行信号一致性测试、高速serdes芯片均衡器的优化与设计等等。在2009年2月，力科发布了新一代的眼图医生ii，提供了更强大的分析能力与良好人机界面，可以大大加快当前流行的高速数字电路的开发速度，缩短测试与验证时间。接下来逐一介绍最新的眼图医生的功能与应用。
串行数字电路可以分为发送端(tx)、信道(channel)、接收端(rx)三部分，如下图一所示。眼图医生可以对串行数字链路中三个部分进行分析：
1. 发送端的预加重/去加重分析：针对某一信道计算出最佳的预加重/去加重参数。
2. 信道仿真：直接测试tx输出的波形，输入信道的s参数模型后，准确计算出rx端的波形。
3. 接收端的均衡器设计：对于高于5gbps的信号，通常在rx端测试时，眼图已闭合，眼图医生可以仿真均衡器，计算出均衡后的信号波形与眼图。
图一：高速串行链路示意图
什么是信道?
在通信理论中通常用“信道”来描述连接tx与rx的物理媒质，在某些si(信号完整性)文献中，又称为互连。信道包括了我们常见的：印刷电路板(pcb)上的微带线、带状线、过孔、连接器、集成电路的封装、光纤、电缆等等。如下图二所示为背板的示意图。通常，信道有一个共同的特点：随着频率的升高，损耗越来越大;信道的物理传输距离越长，损耗越大。
图二：背板的互连示意图
接下来为某背板的测试案例。其tx为某2.5gbps的高速芯片，信道由两块线卡与背板组成，其pcb上传输线的有10英寸长、20英寸长、30英寸长、40英寸长四组，在接收端测量眼图(如图三所示)，使用游标测量眼高(眼图的张开程度)，分别为592mv、457mv、295mv、164mv。可见，随着pcb上传输线的长度的增加，信道的损耗越来越大，rx端测量到的眼图的眼高越来越小。
图三：不同背板走线长度的接收端眼图测试结果对比
什么是信道仿真?
信道仿真是用力科示波器测量tx发送的波形，然后在眼图医生中导入信道的s参数模型文件，计算出通过信道后rx端的信号波形、眼图与抖动。力科信道仿真的处理速度非常快、精度足够高。
下图中tx为某3.125gbps信号，通过同轴电缆连接到示波器的两个通道，即示波器直接在tx端测量，然后使用某20ghz带宽的矢量网络分析仪(vector network analyzer，简称vna)测量两块走线长度不一样的demo板的s参数，在力科的眼图医生中调用s参数来仿真该信道。计算出rx端的波形与眼图，眼图如下图四所示，左边是某厂商的20英寸长demo板接收端的眼图，右边为另一厂商的24英寸线长demo板计算出的rx的眼图。两者的眼高分别为168mv与108mv。
使用信道仿真，无须连接tx、信道、rx后在rx端实测，只要拥有信道的s参数模型，示波器直接在tx端测量，就可以仿真出通过不同信道后rx端的波形、眼图与抖动。这样，就可以快速验证某高速serdes芯片驱动不同长度传输线时接收端的性能，在高速背板的预研与设计中非常有用。
图四：某3.125gbps信号的接收端眼图测试结果对比
怎样得到信道的s参数文件?
在信道仿真中，信道的s参数模型的精确性决定了rx端计算结果的精确性，所以获得足够精确的信道的s参数模型非常重要。在信号完整性(简称si)领域，通常有两种方法获取信道的s参数模型。
1. 使用vna或者tdr直接测量信道的s参数;
2. 使用hfss、siwave、sigrity等eda建模软件提取信道的s参数;
前者基于实际信道的测量，精度高，不过信道上的端口必需留有sma射频头，vna或tdr通过sma接头的同轴电缆连接到待测试信道;后者通常基于连接器的三维结构、pcb的压板结构(stackup)、介质特性、传输线的几何特性，使用计算电磁学的一些算法提取出信道的s参数模型。
图五：夹具去嵌前后眼图对比
力科的信道仿真可以调入扩展名为*.snp(n为端口数)的s参数文件，通常*.snp文件称为touchstone文件，测试仪器和eda软件都可以输出这个格式的s参数文件。关于s参数的相关理论，可参考一些射频理论书籍。
什么是夹具去嵌?
在测量当前流行的很多串行信号(比如pcie、sata、sas、fbdimm)时，通常需要专门的测试夹具，夹具上把pcb的传输线转换为sma射频连接头，待测试信号连接到夹具上，夹具通过同轴电缆连接到示波器，如下图五所示，示波器作为接收端进行测量。由于夹具上的连接器、金手指、过孔、微带线、带状线等会使信号发生衰减、色散或者反射，导致示波器测量到的信号有所恶化。使用夹具去嵌功能，只需输入夹具的s参数模型文件，即可计算出没有夹具时测量到的信号的波形与眼图。如图五所示，上半部分是信号去嵌前测量到的眼图，下半部分是信号去嵌后测量到的眼图，相比前者，后者的上升下降沿更陡峭，眼轮廓清晰，眼张得更开。从这个比较图中可以看到力科的去嵌技术可以消除夹具的负面作用。
信道仿真的常见问题
问题1：力科的信道仿真与eda软件仿真有什么区别?
和力科的眼图医生一样，eda软件同样可以做信道仿真、均衡器仿真。两种最主要的区别在于：
1. 力科的信道仿真和均衡器仿真速度非常快，在几秒钟内就可以计算出几百微秒长的波形，几乎可以做到实时测量，实时计算出结果;而eda软件的计算速度较慢，计算几百纳秒长的波形通常需要几十分钟。两种方法的速度有天壤之别。
2. 力科的信道仿真基于实测，电路板上很多随机因素都考虑进去了，而eda软件仿真通常基于理想的工作状况，忽略了一些随机因素。
问题2：信道仿真的精度?
信道仿真的精度取决于信道的s参数模型是否足够精确。在下图为某ic厂商验证其sas2芯片驱动背板的测试结果。其中一个波形是用力科示波器在tx端测试，用信道仿真计算出的rx端的波形，另一个波形是示波器直接在rx端测量到的波形，可见两者非常接近。信道的s参数由某20g带宽vna测量得到。
图六：某sas信号在rx实测与tx测试后用信道仿真计算rx端信号波形的对比
什么是预加重/去加重(pre-emphasis/de-emphasis)?
在图三中我们看到，对于2.5gbps信号，通过10、20、30、40英寸线长的背板后，接收端的眼图随着长度增加会逐渐闭合。原因在于信道是一个低通滤波器，随着传输线长度的增加，损耗和色散会越来越大，另外，随着频率的增加，损耗与色散效应也越来越明显。而当前的数字电路速度不断提高，通常，在速率高于1ghz的数字电路中，为了把信号能传输更远的距离，通常在发送端使用预加重或去加重的均衡技术。
在下图七中左半部分是预加重。预加重保持信号的低频部分不变，提升信号的高频部分;而去加重衰减信号的低频部分，保持高频部分。预加重/去加重的目的都是提升信号中高频部分的能量，以补偿信道对高频部分衰减过大。
图七：预加重 vs 去加重
如果在tx端测量经过预加重/去加重的信号的眼图，可以看到如下图八的上半部分所示的“双眼皮”的眼图，而下图八的下半部分是做3.5db的去加重之前信号的眼图。还有，使用去加重后，tx端信号的抖动会大于未采用加重的信号，在下面的眼图中可以清楚的看到去
加重后眼图
图八：去加重前后的眼图对比
的交叉点比去加重之前的更宽，说明在去加重后测量tx的抖动会更大些。
在当前流行的很多串行数据，比如pcie、fbdimm都使用了去加重技术。
高速芯片通常提供了几种预加重/去加重程度和信号幅度可调节，以第二代的pci express为例，其比特率为5gbps，有3.5db和6.5db两者去加重模式。
在接下来的案例中，tx为某3.125gbps信号源，信道为lattice的带有24英寸传输线的演示板，rx为示波器的两个通道，即两个标准50欧的负载。图九中左边的眼图为tx端没有预加重时rx端测量到的眼图，右边的眼图为tx采用3.5db预加重后rx端测量到的眼图，前者眼高为93mv，后者眼高为135mv。可见使用3.5db预加重后，接收端的眼图得到提升。
图九：使用预加重后接收端眼图质量变好
预加重/去加重是广泛应用于高速串行数据芯片的技术。在芯片设计中，芯片厂商通常提供了多种预加重/去加重的程度与信号幅度，在驱动不同信道时可以灵活选择。
对于高速背板设计，我们可以测量不同传输线长度、不同背板连接器的等等情况的信道模型，用力科示波器直接在tx测量该芯片输出的信号，使用信道仿真功能，计算出rx端的信号、眼图与抖动。然后不断调节芯片的预加重/去加重程度，直到获得最佳的rx端的信号质量。
什么是预加重/去加重仿真?
力科的预加重/去加重仿真可以在把未加重信号进行预加重/去加重处理，仿真不同程度的预加重/去加重后的信号。与信道仿真配合，可以实现两个功能：
一，对于ic设计工程师或高速系统设计工程师，可以预先估算芯片的tx端所需的均衡程度
二，对于背板设计工程师，无须修改待测试信号源的预加重或去加重程度，直接测量未作均衡的信号，结合信道仿真功能，计算出多少db的预加重足以满足该背板设计?或者多少db的预加重对于某信道可实现最佳的接收端测量结果。
什么是删除“加重”?
力科示波器可以把测量到的带有预加重/去加重的信号消除“加重”，得到没有采用“加重”技术的信号。由于采用去加重后的信号的数据相关性抖动ddj会更大些，所以对删除“加重”后的信号来分析其总体抖动、固有抖动更准确。
图十：力科预加重/去加重仿真的用户界面
什么是均衡器仿真?
力科眼图医生支持目前最流行的ctle、ffe、dfe三种均衡器。关于这几种均衡器的理论介绍，可参考一些通信理论书籍，在这里仅作简要介绍。
ctle均衡器
continuous time linear equalization均衡器(简称ctle)即连续时间线性均衡器，是一种常见的线性均衡器。在最新的usb3.0中使用了ctle均衡器。usb3.0的速度高达5gbps，在不久的将来会在计算机、消费电子类产品上广泛应用。由于usb3.0的速度很高，当usb电缆较长时，rx端眼图很可能已闭合，这时分析眼图与抖动是没有意义的。使用力科眼图医生的ctle均衡仿真后，对均衡后信号测量眼图与抖动指标，可以精确的验证其性能。结合力科的信道仿真功能，直接测量usb3.0的tx，可以迅速评估不同的信道是否需要均衡?或者均衡后的性能指标。
usb的官方组织规定了usb3.0使用的ctle均衡器的参数，如下图11左上部分为均衡器的频响，右上方的表格是均衡器的参数，下方是力科示波器中集成了usb3.0的均衡器参数，可方便调用。
ctle均衡器的优点是功耗低、实现起来很简单、不会增大抖动。
图11：usb3.0的ctle均衡器参数设置
ffe均衡器
feed forward equalization均衡器(简称ffe)是一种常见的模拟均衡器，如下图12所示，由延迟电路(delay)、乘法器、加法器组成，延迟电路的时间延迟正好是1个比特，tap系数(tap level)是每一级乘法器(放大器)的增益，输入信号通过每一级处理后相加得到输出波形，即ffe均衡后的波形。
图12：ffe均衡器示意图
如下图13所示为某3阶ffe均衡器(3个tap)的系统简化示意图，输入信号为左上角的红色信号，淡紫色虚线标识的波形是理想的信号波形，由于信道使到达rx的信号恶化，均衡器的输入信号相比理想波形，其幅度较低、上升时间与下降时间较慢。第一、二、三级乘法器的系数分别为c1=-0.3、c2=1.4、c3=-0.5。第二级乘法器的增益为1.4，可以大大提升信号的幅度，其输出波形如下图13粉红色波形;第一级乘法器的系数c1=-0.3，产生一个负向的脉冲信号，用于补偿信号的上升沿;第三级乘法器的系数c3=-0.5，用于补偿信号的下降沿。三级乘法器的输出相加后的信号为图中的黑色波形，其幅度接近理想信号，上升、下降沿都比均衡器的输入信号更快。ffe的均衡器的响应很像一个高通滤波器。在这个3-tap的ffe均衡器中，第二个乘法器是用于补偿幅度的，由于前面还有一级乘法器，所以称为pre-cursor tap=1的ffe均衡器。在使用力科ffe均衡器参数优化仿真时，需要输入tap的数量和pre-cursor tap的数值，分析软件会自动计算出每个tap的系数。
图13：某3-tap的ffe均衡器的简化示意图
dfe均衡器
decision feedback equalization均衡器(简称dfe)即判决反馈均衡器，是一种广泛使用的非线性均衡器。在眼图医生的高级模式下可以设置dfe均衡器的参数，也可以自动优化出dfe均衡器的参数。如下图14所示为某3-tap的 dfe均衡器的示意图。 dfe均衡器中包括了延时电路、乘法器和加法器，和ffe均衡器有些相似。不过dfe的反馈回的信号是二进制信号，而ffe反馈的是模拟信号。在dfe均衡器仿真时，只需在眼图医生中输入tap的数值，分析软件会自动计算出每个tap的系数。
图14：某3-tap的dfe均衡器的简化示意图
dfe不会放大噪声与串扰，易于实现，在高速收发器芯片中非常流行。比如altera和xilinx的某些fpga的收发器就集成了dfe和ctle。
均衡器仿真的作用
对于5gbps以上的串行链路，rx端通常使用了均衡器，如果用示波器在rx端测量，只能得到未均衡的信号，可能其眼图已闭合，无法从物理层的测试手段验证接收端的性能。使用均衡器仿真后，可以计算出均衡后的波形、眼图和抖动，能进一步验证真正的接收端的电气特性。
另外，对于高速收发器芯片厂商，使用力科的均衡器仿真，可以预估某信道最适合的均衡器以及相关参数。大大加快了芯片的设计与验证速度。
图15：某8.5gbps驱动24英寸传输线的均衡器优化
在图15中，最上面的眼图是直接测量某8.5gbps信号的眼图;中间的眼图是tx端做了6.5db预加重后，通过24英寸微带线的pcb后在rx端测量的眼图，可见眼图已闭合;在下方的
眼图是接受端使用4-tap的dfe和5-tap的ffe后测量的眼图，可见通过rx端均衡后，眼高达到400mv，信号质量得到很大的改善。
结语
眼图医生提供了高速串行链路的发送端、信道、接收端的全方位的仿真与分析能力，改变了传统的高速串行设计的研发与调试方式。配合力科30ghz带宽的实时示波器sda830zi，可以实现当前流行的10g信号的信道仿真、均衡仿真、以及全面的测量与分析。
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串行数字电路可以分为发送端(tx)、信道(channel)、接收端(rx)三部分，如下图一所示。眼图医生可以对串行数字链路中三个部分进行分析：
1. 发送端的预加重/去加重分析：针对某一信道计算出最佳的预加重/去加重参数。
2. 信道仿真：直接测试tx输出的波形，输入信道的s参数模型后，准确计算出rx端的波形。
3. 接收端的均衡器设计：对于高于5gbps的信号，通常在rx端测试时，眼图已闭合，眼图医生可以仿真均衡器，计算出均衡后的信号波形与眼图。
图一：高速串行链路示意图
什么是信道?
在通信理论中通常用“信道”来描述连接tx与rx的物理媒质，在某些si(信号完整性)文献中，又称为互连。信道包括了我们常见的：印刷电路板(pcb)上的微带线、带状线、过孔、连接器、集成电路的封装、光纤、电缆等等。如下图二所示为背板的示意图。通常，信道有一个共同的特点：随着频率的升高，损耗越来越大;信道的物理传输距离越长，损耗越大。
图二：背板的互连示意图
接下来为某背板的测试案例。其tx为某2.5gbps的高速芯片，信道由两块线卡与背板组成，其pcb上传输线的有10英寸长、20英寸长、30英寸长、40英寸长四组，在接收端测量眼图(如图三所示)，使用游标测量眼高(眼图的张开程度)，分别为592mv、457mv、295mv、164mv。可见，随着pcb上传输线的长度的增加，信道的损耗越来越大，rx端测量到的眼图的眼高越来越小。
图三：不同背板走线长度的接收端眼图测试结果对比
什么是信道仿真?
信道仿真是用力科示波器测量tx发送的波形，然后在眼图医生中导入信道的s参数模型文件，计算出通过信道后rx端的信号波形、眼图与抖动。力科信道仿真的处理速度非常快、精度足够高。
下图中tx为某3.125gbps信号，通过同轴电缆连接到示波器的两个通道，即示波器直接在tx端测量，然后使用某20ghz带宽的矢量网络分析仪(vector network analyzer，简称vna)测量两块走线长度不一样的demo板的s参数，在力科的眼图医生中调用s参数来仿真该信道。计算出rx端的波形与眼图，眼图如下图四所示，左边是某厂商的20英寸长demo板接收端的眼图，右边为另一厂商的24英寸线长demo板计算出的rx的眼图。两者的眼高分别为168mv与108mv。
使用信道仿真，无须连接tx、信道、rx后在rx端实测，只要拥有信道的s参数模型，示波器直接在tx端测量，就可以仿真出通过不同信道后rx端的波形、眼图与抖动。这样，就可以快速验证某高速serdes芯片驱动不同长度传输线时接收端的性能，在高速背板的预研与设计中非常有用。
图四：某3.125gbps信号的接收端眼图测试结果对比
怎样得到信道的s参数文件?
在信道仿真中，信道的s参数模型的精确性决定了rx端计算结果的精确性，所以获得足够精确的信道的s参数模型非常重要。在信号完整性(简称si)领域，通常有两种方法获取信道的s参数模型。
1. 使用vna或者tdr直接测量信道的s参数;
2. 使用hfss、siwave、sigrity等eda建模软件提取信道的s参数;
前者基于实际信道的测量，精度高，不过信道上的端口必需留有sma射频头，vna或tdr通过sma接头的同轴电缆连接到待测试信道;后者通常基于连接器的三维结构、pcb的压板结构(stackup)、介质特性、传输线的几何特性，使用计算电磁学的一些算法提取出信道的s参数模型。
图五：夹具去嵌前后眼图对比
力科的信道仿真可以调入扩展名为*.snp(n为端口数)的s参数文件，通常*.snp文件称为touchstone文件，测试仪器和eda软件都可以输出这个格式的s参数文件。关于s参数的相关理论，可参考一些射频理论书籍。
什么是夹具去嵌?
在测量当前流行的很多串行信号(比如pcie、sata、sas、fbdimm)时，通常需要专门的测试夹具，夹具上把pcb的传输线转换为sma射频连接头，待测试信号连接到夹具上，夹具通过同轴电缆连接到示波器，如下图五所示，示波器作为接收端进行测量。由于夹具上的连接器、金手指、过孔、微带线、带状线等会使信号发生衰减、色散或者反射，导致示波器测量到的信号有所恶化。使用夹具去嵌功能，只需输入夹具的s参数模型文件，即可计算出没有夹具时测量到的信号的波形与眼图。如图五所示，上半部分是信号去嵌前测量到的眼图，下半部分是信号去嵌后测量到的眼图，相比前者，后者的上升下降沿更陡峭，眼轮廓清晰，眼张得更开。从这个比较图中可以看到力科的去嵌技术可以消除夹具的负面作用。
信道仿真的常见问题
问题1：力科的信道仿真与eda软件仿真有什么区别?
和力科的眼图医生一样，eda软件同样可以做信道仿真、均衡器仿真。两种最主要的区别在于：
1. 力科的信道仿真和均衡器仿真速度非常快，在几秒钟内就可以计算出几百微秒长的波形，几乎可以做到实时测量，实时计算出结果;而eda软件的计算速度较慢，计算几百纳秒长的波形通常需要几十分钟。两种方法的速度有天壤之别。
2. 力科的信道仿真基于实测，电路板上很多随机因素都考虑进去了，而eda软件仿真通常基于理想的工作状况，忽略了一些随机因素。
问题2：信道仿真的精度?
信道仿真的精度取决于信道的s参数模型是否足够精确。在下图为某ic厂商验证其sas2芯片驱动背板的测试结果。其中一个波形是用力科示波器在tx端测试，用信道仿真计算出的rx端的波形，另一个波形是示波器直接在rx端测量到的波形，可见两者非常接近。信道的s参数由某20g带宽vna测量得到。
图六：某sas信号在rx实测与tx测试后用信道仿真计算rx端信号波形的对比
什么是预加重/去加重(pre-emphasis/de-emphasis)?
在图三中我们看到，对于2.5gbps信号，通过10、20、30、40英寸线长的背板后，接收端的眼图随着长度增加会逐渐闭合。原因在于信道是一个低通滤波器，随着传输线长度的增加，损耗和色散会越来越大，另外，随着频率的增加，损耗与色散效应也越来越明显。而当前的数字电路速度不断提高，通常，在速率高于1ghz的数字电路中，为了把信号能传输更远的距离，通常在发送端使用预加重或去加重的均衡技术。
在下图七中左半部分是预加重。预加重保持信号的低频部分不变，提升信号的高频部分;而去加重衰减信号的低频部分，保持高频部分。预加重/去加重的目的都是提升信号中高频部分的能量，以补偿信道对高频部分衰减过大。
图七：预加重 vs 去加重
如果在tx端测量经过预加重/去加重的信号的眼图，可以看到如下图八的上半部分所示的“双眼皮”的眼图，而下图八的下半部分是做3.5db的去加重之前信号的眼图。还有，使用去加重后，tx端信号的抖动会大于未采用加重的信号，在下面的眼图中可以清楚的看到去
加重后眼图
图八：去加重前后的眼图对比
的交叉点比去加重之前的更宽，说明在去加重后测量tx的抖动会更大些。
在当前流行的很多串行数据，比如pcie、fbdimm都使用了去加重技术。
高速芯片通常提供了几种预加重/去加重程度和信号幅度可调节，以第二代的pci express为例，其比特率为5gbps，有3.5db和6.5db两者去加重模式。
在接下来的案例中，tx为某3.125gbps信号源，信道为lattice的带有24英寸传输线的演示板，rx为示波器的两个通道，即两个标准50欧的负载。图九中左边的眼图为tx端没有预加重时rx端测量到的眼图，右边的眼图为tx采用3.5db预加重后rx端测量到的眼图，前者眼高为93mv，后者眼高为135mv。可见使用3.5db预加重后，接收端的眼图得到提升。
图九：使用预加重后接收端眼图质量变好
预加重/去加重是广泛应用于高速串行数据芯片的技术。在芯片设计中，芯片厂商通常提供了多种预加重/去加重的程度与信号幅度，在驱动不同信道时可以灵活选择。
对于高速背板设计，我们可以测量不同传输线长度、不同背板连接器的等等情况的信道模型，用力科示波器直接在tx测量该芯片输出的信号，使用信道仿真功能，计算出rx端的信号、眼图与抖动。然后不断调节芯片的预加重/去加重程度，直到获得最佳的rx端的信号质量。
什么是预加重/去加重仿真?
力科的预加重/去加重仿真可以在把未加重信号进行预加重/去加重处理，仿真不同程度的预加重/去加重后的信号。与信道仿真配合，可以实现两个功能：
一，对于ic设计工程师或高速系统设计工程师，可以预先估算芯片的tx端所需的均衡程度
二，对于背板设计工程师，无须修改待测试信号源的预加重或去加重程度，直接测量未作均衡的信号，结合信道仿真功能，计算出多少db的预加重足以满足该背板设计?或者多少db的预加重对于某信道可实现最佳的接收端测量结果。
什么是删除“加重”?
力科示波器可以把测量到的带有预加重/去加重的信号消除“加重”，得到没有采用“加重”技术的信号。由于采用去加重后的信号的数据相关性抖动ddj会更大些，所以对删除“加重”后的信号来分析其总体抖动、固有抖动更准确。
图十：力科预加重/去加重仿真的用户界面
什么是均衡器仿真?
力科眼图医生支持目前最流行的ctle、ffe、dfe三种均衡器。关于这几种均衡器的理论介绍，可参考一些通信理论书籍，在这里仅作简要介绍。
ctle均衡器
continuous time linear equalization均衡器(简称ctle)即连续时间线性均衡器，是一种常见的线性均衡器。在最新的usb3.0中使用了ctle均衡器。usb3.0的速度高达5gbps，在不久的将来会在计算机、消费电子类产品上广泛应用。由于usb3.0的速度很高，当usb电缆较长时，rx端眼图很可能已闭合，这时分析眼图与抖动是没有意义的。使用力科眼图医生的ctle均衡仿真后，对均衡后信号测量眼图与抖动指标，可以精确的验证其性能。结合力科的信道仿真功能，直接测量usb3.0的tx，可以迅速评估不同的信道是否需要均衡?或者均衡后的性能指标。
usb的官方组织规定了usb3.0使用的ctle均衡器的参数，如下图11左上部分为均衡器的频响，右上方的表格是均衡器的参数，下方是力科示波器中集成了usb3.0的均衡器参数，可方便调用。
ctle均衡器的优点是功耗低、实现起来很简单、不会增大抖动。
图11：usb3.0的ctle均衡器参数设置
ffe均衡器
feed forward equalization均衡器(简称ffe)是一种常见的模拟均衡器，如下图12所示，由延迟电路(delay)、乘法器、加法器组成，延迟电路的时间延迟正好是1个比特，tap系数(tap level)是每一级乘法器(放大器)的增益，输入信号通过每一级处理后相加得到输出波形，即ffe均衡后的波形。
图12：ffe均衡器示意图
如下图13所示为某3阶ffe均衡器(3个tap)的系统简化示意图，输入信号为左上角的红色信号，淡紫色虚线标识的波形是理想的信号波形，由于信道使到达rx的信号恶化，均衡器的输入信号相比理想波形，其幅度较低、上升时间与下降时间较慢。第一、二、三级乘法器的系数分别为c1=-0.3、c2=1.4、c3=-0.5。第二级乘法器的增益为1.4，可以大大提升信号的幅度，其输出波形如下图13粉红色波形;第一级乘法器的系数c1=-0.3，产生一个负向的脉冲信号，用于补偿信号的上升沿;第三级乘法器的系数c3=-0.5，用于补偿信号的下降沿。三级乘法器的输出相加后的信号为图中的黑色波形，其幅度接近理想信号，上升、下降沿都比均衡器的输入信号更快。ffe的均衡器的响应很像一个高通滤波器。在这个3-tap的ffe均衡器中，第二个乘法器是用于补偿幅度的，由于前面还有一级乘法器，所以称为pre-cursor tap=1的ffe均衡器。在使用力科ffe均衡器参数优化仿真时，需要输入tap的数量和pre-cursor tap的数值，分析软件会自动计算出每个tap的系数。
图13：某3-tap的ffe均衡器的简化示意图
dfe均衡器
decision feedback equalization均衡器(简称dfe)即判决反馈均衡器，是一种广泛使用的非线性均衡器。在眼图医生的高级模式下可以设置dfe均衡器的参数，也可以自动优化出dfe均衡器的参数。如下图14所示为某3-tap的 dfe均衡器的示意图。 dfe均衡器中包括了延时电路、乘法器和加法器，和ffe均衡器有些相似。不过dfe的反馈回的信号是二进制信号，而ffe反馈的是模拟信号。在dfe均衡器仿真时，只需在眼图医生中输入tap的数值，分析软件会自动计算出每个tap的系数。
图14：某3-tap的dfe均衡器的简化示意图
dfe不会放大噪声与串扰，易于实现，在高速收发器芯片中非常流行。比如altera和xilinx的某些fpga的收发器就集成了dfe和ctle。
均衡器仿真的作用
对于5gbps以上的串行链路，rx端通常使用了均衡器，如果用示波器在rx端测量，只能得到未均衡的信号，可能其眼图已闭合，无法从物理层的测试手段验证接收端的性能。使用均衡器仿真后，可以计算出均衡后的波形、眼图和抖动，能进一步验证真正的接收端的电气特性。
另外，对于高速收发器芯片厂商，使用力科的均衡器仿真，可以预估某信道最适合的均衡器以及相关参数。大大加快了芯片的设计与验证速度。
图15：某8.5gbps驱动24英寸传输线的均衡器优化
在图15中，最上面的眼图是直接测量某8.5gbps信号的眼图;中间的眼图是tx端做了6.5db预加重后，通过24英寸微带线的pcb后在rx端测量的眼图，可见眼图已闭合;在下方的
眼图是接受端使用4-tap的dfe和5-tap的ffe后测量的眼图，可见通过rx端均衡后，眼高达到400mv，信号质量得到很大的改善。
结语
眼图医生提供了高速串行链路的发送端、信道、接收端的全方位的仿真与分析能力，改变了传统的高速串行设计的研发与调试方式。配合力科30ghz带宽的实时示波器sda830zi，可以实现当前流行的10g信号的信道仿真、均衡仿真、以及全面的测量与分析。
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