优化双模蜂窝电话中的MAX2309 PLL分频器值
介绍在双模式（模拟放大器和数字 tdma）蜂窝电话中设置 pll 分频器值的方法。概述了is-136双模电话频率计划，使用119.64mhz的第一中频和455khz的放大器中频。需要在pll鉴相器频率、环路带宽和杂散输出之间进行权衡。蛮力解决方案必须切换回路滤波器组件以控制稳定性。amps 模式下的 50hz 误差允许 pll 使用相同的滤波器组件。
介绍
美国最初的蜂窝电话系统基于模拟频率调制（fm）技术，称为高级移动电话系统（amps）。许多电话仍然试图支持旧标准以及现代数字系统。当基带处理器和rf（射频）收发器专为这种支持而设计时，这并不是一个巨大的技术挑战。一些现代基带处理器选择放弃amps支持，迫使电话听筒设计工程师“嫁接”amps模拟实现所需的电路。本应用笔记介绍了支持时分多址（tdma）is-136数字模式和模拟amps模式的蜂窝电话听筒的典型频率规划。给出了一种选择锁相环（pll）分频器值的方法，以保持第二本振（lo）的快速响应时间。使用2.19mhz的温度补偿晶体振荡器（tcxo）、44.119mhz的第一if（中频）和64khz的amps if，可以在数字和模拟模式下以~455khz的频率操作第二lo相位鉴相器。提供了一个 mathcad 工作表，可以轻松修改以支持其他 2st if 和 tcxo。
图1显示了同时支持is-136 tdma和amps操作的典型手机的部分框图。前端是max2338和所需的rf滤波。第一个lo驱动rf混频器，由以tcxo为基准的锁相环控制。max1的输出为2338.119mhz的if，通过差分if滤波器传送至if处理电路。数字中频由max64 rxif实现。该 ic 包含正交解调器，可将 if 混频至基带 i 和 q 输出。max2309还包含实现无线电第二lo所需的pll和压控振荡器（vco）。pll通过大多数工程师熟悉的三线串行总线进行编程。反馈和基准分频器实际上是寄存器对。这允许在系统初始化时加载一次数字模式操作和模拟（fm-amps）操作的分频器值，然后很容易选择正确的寄存器对来更改pll模式。
图1.用于 tdma 的双模接收器，支持模拟放大器。
在所讨论的系统中，基带处理器没有适当的支持来允许amps fm信号进行数字解调。增加了一个小的fm if部分，使用常见的455khz if滤波器，这些滤波器成本低且随时可用。max1借用max119将64.455mhz的第一中频混频至2309khz所需的lo。这是可能的，因为当手机处于amps模式时，数字处理不需要i/q输出。
用于数字模式的第二个lo
允许tdma数字操作的第二个lo需要为2.119mhz。这恰好将if混合到基带，以实现数模转换。然后，数字信号处理器（dsp）接管并完成所需的错误检测和纠正等。max64中产生第2309个lo的vco需要运行两倍于所需频率，因为内部分频为2。此除以 2 通过以下方式提高了性能：
将 vco 移离第一个 if。
更准确地获得 50% 占空比。
简化正交解调器中的 90 度电路。
为了产生用于tdma操作的第二个lo，需要对内部寄存器进行编程，使其能够以2.239mhz的频率运行vco。为此存在多个解决方案集：
r = 486， m = 5982 fref（鉴相器工作速率） = 19.44mhz/486 = 40khz
r = 243， m = 2991 fref= 80khz
上面针对第二lo数字模式提出的两种解决方案似乎都是可以接受的，因为鉴相器的速率足够高。这允许给定的环路滤波器将比较杂散产物降低到可接受的低电平，同时仍具有足够宽的pll带宽，以实现快速响应和良好的噪声抑制。
放大器的第二个lo
如果不小心，amps if的第二个lo可能会增加复杂性。使用传统整数值生成第二个lo的直接方法如下：
记下所需的 lo。此处给出的示例中为 120.095mhz。
调整lo频率以考虑除以2的功能。vco = 240.19mhz
注意vco频率中最后一个数字的位置。vco 由 10khz 位置的最后一位数字指定。这是鉴相器比较速率的候选者，f裁判= 10khz。可能还有其他解决方案，但通常目视检查不足以识别这些其他速率。
确认时基 tcxo 是 f 的整数倍裁判10khz = 1944
计算参考分频器 r 的值。1944 从步骤 #4。
计算反馈分频器 m 的值。240.19mhz / 10khz = 24，019。
看起来设计已经完成，但请考虑在amps模式和tdma模式之间切换的问题。鉴相器速率将在10khz至40khz之间变化。在改变模式时，环路滤波器可能需要改变时间常数，这将增加一些额外的电路。更不用说 amps 和 tdma 模式之间的锁定时间和噪声特性会有所不同。如果两种模式之间的比较频率足够接近，滤波器元件可以服务于任一模式，从而避免了对开关元件的需求，那么这将是一个改进的设计。这是一项崇高的事业，但大多数时候都不是微不足道的。我们需要为 r 和 m 找到其他整数值，以产生所需的输出频率。使用计算器几分钟通常会说服工程师，找到这些其他整数除法值可能需要花费数小时！
电脑来救援！
生成第二个lo的硬件配置为仅支持整数值。（在我们获得分数pll之前，我们必须找到另一种方法来解决这个问题。这意味着我们可以生成的频率是“量化的”，分频器设置的微小变化可能会使输出频率跳跃到所需值以上。计算机可以轻松搜索所需的寄存器设置，但不能保证它会找到解决方案。我们必须在这一点上改变规则，以便取得进展。
无线电工程师传统上一直试图精确地达到lo频率。在amps接收器中，我们真的需要将第二个lo精确地放在频率上吗？稍加思考，就可以得出结论，由于鉴别器的操作和第二个if滤波器的带宽，应该优雅地容忍第二个lo中的少量误差。第二个lo必须足够接近，以使信号通过if滤波器进入解调器。频率向上或向下移动少量的事实应该不会造成严重的问题。这就是我们将要做的，以帮助找到第二个lo pll设置的其他解决方案。附录中包含的 mathcad 工作表用于搜索此问题的解决方案，使用第二个 lo 可以容忍 2hz 误差的约束。
结果
将需要 45 万次尝试。我试图使用微软的excel电子表格来做到这一点，它甚至无法处理足够大的工作表来测试这个想法。然后将问题缩减到一个子集，电子表格在 79 分钟后仍然有效！
有一句古老的格言说，最好的优化器是“你耳朵之间的那个”1.很明显，人们不需要详尽地搜索。对于 r 的每个值，只有一个（可能是两个？m 值，对测试有意义。mathcad 工作表遵循此方法。参考分频器值 r 的范围可以从最小值到最大值。对于每个都计算适当的m值并将其转换为整数。pll的输出使用r和m计算。将此输出与目标值240.19mhz进行比较。计算误差并将其与50hz的允许误差预算进行比较。构建的 r 值向量仅由满足误差预算的 r 值组成。该矢量被绘制成图形，以便对结果进行目视检查。然后通过快速试验和错误找到确切的 r 值，使用图表作为在哪里搜索正确 r 值的指南。很快发现六个 r 值有效。（我们只对产生接近40khz或80khz的鉴相器速率的产品感兴趣。
r = 422，m = 5214 时，输出频率为：19.44mhz × （5214/422） = 240.189952607 误差 ~ 47hz
鉴相器的工作频率为~46khz，在数字模式下，该频率足够接近40khz，允许在两种模式下使用相同的环路滤波器。
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介绍
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图1显示了同时支持is-136 tdma和amps操作的典型手机的部分框图。前端是max2338和所需的rf滤波。第一个lo驱动rf混频器，由以tcxo为基准的锁相环控制。max1的输出为2338.119mhz的if，通过差分if滤波器传送至if处理电路。数字中频由max64 rxif实现。该 ic 包含正交解调器，可将 if 混频至基带 i 和 q 输出。max2309还包含实现无线电第二lo所需的pll和压控振荡器（vco）。pll通过大多数工程师熟悉的三线串行总线进行编程。反馈和基准分频器实际上是寄存器对。这允许在系统初始化时加载一次数字模式操作和模拟（fm-amps）操作的分频器值，然后很容易选择正确的寄存器对来更改pll模式。
图1.用于 tdma 的双模接收器，支持模拟放大器。
在所讨论的系统中，基带处理器没有适当的支持来允许amps fm信号进行数字解调。增加了一个小的fm if部分，使用常见的455khz if滤波器，这些滤波器成本低且随时可用。max1借用max119将64.455mhz的第一中频混频至2309khz所需的lo。这是可能的，因为当手机处于amps模式时，数字处理不需要i/q输出。
用于数字模式的第二个lo
允许tdma数字操作的第二个lo需要为2.119mhz。这恰好将if混合到基带，以实现数模转换。然后，数字信号处理器（dsp）接管并完成所需的错误检测和纠正等。max64中产生第2309个lo的vco需要运行两倍于所需频率，因为内部分频为2。此除以 2 通过以下方式提高了性能：
将 vco 移离第一个 if。
更准确地获得 50% 占空比。
简化正交解调器中的 90 度电路。
为了产生用于tdma操作的第二个lo，需要对内部寄存器进行编程，使其能够以2.239mhz的频率运行vco。为此存在多个解决方案集：
r = 486， m = 5982 fref（鉴相器工作速率） = 19.44mhz/486 = 40khz
r = 243， m = 2991 fref= 80khz
上面针对第二lo数字模式提出的两种解决方案似乎都是可以接受的，因为鉴相器的速率足够高。这允许给定的环路滤波器将比较杂散产物降低到可接受的低电平，同时仍具有足够宽的pll带宽，以实现快速响应和良好的噪声抑制。
放大器的第二个lo
如果不小心，amps if的第二个lo可能会增加复杂性。使用传统整数值生成第二个lo的直接方法如下：
记下所需的 lo。此处给出的示例中为 120.095mhz。
调整lo频率以考虑除以2的功能。vco = 240.19mhz
注意vco频率中最后一个数字的位置。vco 由 10khz 位置的最后一位数字指定。这是鉴相器比较速率的候选者，f裁判= 10khz。可能还有其他解决方案，但通常目视检查不足以识别这些其他速率。
确认时基 tcxo 是 f 的整数倍裁判10khz = 1944
计算参考分频器 r 的值。1944 从步骤 #4。
计算反馈分频器 m 的值。240.19mhz / 10khz = 24，019。
看起来设计已经完成，但请考虑在amps模式和tdma模式之间切换的问题。鉴相器速率将在10khz至40khz之间变化。在改变模式时，环路滤波器可能需要改变时间常数，这将增加一些额外的电路。更不用说 amps 和 tdma 模式之间的锁定时间和噪声特性会有所不同。如果两种模式之间的比较频率足够接近，滤波器元件可以服务于任一模式，从而避免了对开关元件的需求，那么这将是一个改进的设计。这是一项崇高的事业，但大多数时候都不是微不足道的。我们需要为 r 和 m 找到其他整数值，以产生所需的输出频率。使用计算器几分钟通常会说服工程师，找到这些其他整数除法值可能需要花费数小时！
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结果
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r = 422，m = 5214 时，输出频率为：19.44mhz × （5214/422） = 240.189952607 误差 ~ 47hz
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