40V~400V非隔离型高端电流检测方案
今天在群里看到了一张图，是ti的一个40v~400v非隔离型的高端电流检测方案的一个原理框图，这个图里，比较有意思的一点就是巧妙的利用了稳压二极管改变了运算放大器的共模输入电压范围 。主要使用了一个opa333，一个高压pmos，还有一个ina226。
原理：
由于存在 负反馈 ，运算放大器虚短和虚断成立，由于“虚短”，所以vp等于vn。且 由于“虚断” ，几乎没有电流流进同相输入端和反相输入端，所以说vp=v2成立 。又由于“虚短”，所以说 vn=vp=v2 ，所以说 r1两端的电压就等于v1-v2(图中的vsense)也就是等于电流采样电阻rsense上的电压。又由于mos属于压控型器件，几乎不会有电流从栅极流入到电阻r2上，所以说，加在r2上的电压就等于r2*(vsense/r1) 。由于r2和r1取值相等，所以vr2=vsense。电流路径如下所示：
稳压二极管钳位，改变共模输入范围 ，这个是比较值得学习借鉴的地方。 opa333的共模输入范围是(v-)-0.1v到(v+)+0.1v，比如说如果5v单电源供电的条件下， opa233能处理的信号电压范围是-0.1v~5.1v，所以说如果我们使用5v单电源给opa333供电的话，是处理不了上图的电流检测的，因为上图的检测电压vsense上的共模电压实在是太大了。
然而如果在运算放大器供电的地方嵌入一个稳压二极管，那么opa333的 供电电压就变了，变为了400v和394.9v 。随之，共模输入电压范围也就改变了，变为了394.8v~400.1v ，而这个改变也正 恰恰是高端电流检测所需要的 。如下图：
然后再将这个电流转化到r2上，给ina226检测，是很巧妙的设计。
选型及pcb设计
那么这个rz该如何取值呢?rz的取值和两个参数相关，第一个是稳压二极管的izt(在≥izt的时候稳压管的稳压值才准确)。第二个是运算放大器的静态电流iq (因为mos为压控型器件，运算放大器几乎不会提供电流在mos的cgs充满电后)。
ti的设计是这样的，采用了低功耗的稳压二极管mmsz4689t1(为防止电阻上的功耗过大)， izt为50ua，即在50ua的电流下，可以保持稳压5.1v。
运算放大器 opa333的最大静态电流iq为25ua 。
所以rz的取值公式为：
公式计算rz的取值要小于5.26mω，ti 取了两个1.2mω的电阻串联，以减小单颗电阻的功率 。
我们看下ti的官方设计原理图：
关于 pmos的选型 ，有两点要考虑。第一点，就是pmos的 耐压值，肯定是要超过400v的，ti选择了一颗力特的ixtt16p60p，最大耐压为600v。
第二点就是 mos的功耗 ( 由于mos工作在线性区，所以mos的功耗一定不可小觑)，假设流过mos的电流为8ma，由于mos两端的电压差很大很大，所以功耗会很夸张，所以要 选择大封装的，并且pcb上做好散热 ：
pcb设计需要注意高压区和低压区的布局，不要高低压布局在一起。
采样电阻部分，走线尽量如下，以便减少走线引入的误差。
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然而如果在运算放大器供电的地方嵌入一个稳压二极管，那么opa333的 供电电压就变了，变为了400v和394.9v 。随之，共模输入电压范围也就改变了，变为了394.8v~400.1v ，而这个改变也正 恰恰是高端电流检测所需要的 。如下图：
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所以rz的取值公式为：
公式计算rz的取值要小于5.26mω，ti 取了两个1.2mω的电阻串联，以减小单颗电阻的功率 。
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第二点就是 mos的功耗 ( 由于mos工作在线性区，所以mos的功耗一定不可小觑)，假设流过mos的电流为8ma，由于mos两端的电压差很大很大，所以功耗会很夸张，所以要 选择大封装的，并且pcb上做好散热 ：
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采样电阻部分，走线尽量如下，以便减少走线引入的误差。
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