非隔离型DC-DC变换器的布线注意事项
非隔离型dc-dc变换器的布线注意事项
摘要：多年来不断涌现的集成dc-dc电源控制器提供了越来越好的性能。使产品设计人员从繁重的电源设计中解脱出来,减轻了不少压力,但同时也使许多工程师对系统供电电路的设计越来越掉以轻心,值得注意的是电源设计仍然是系统设计的一个关键部分,特别是对于开关型变换器的设计更要引起重视。本文主要讨论了在设计非隔离型dc-dc变换器时电路板的布线规则。
关键词：电源 dc-dc 变换器 emi
优化布线的第一个规则是隔离变换器。dc-dc变换器是一个较强的电磁场干扰源。通常其emi频谱范围自开关频率延伸至100mhz以上。为了减小电容性耦合和磁场环路耦合,必须将变换器远离其它电路、尤其是小信号模拟电路。隔离开变换器并不总是一件容易的事,有一些电路板的输入电压在变换器的一侧,输出电压分配到变换器的另一侧,例如,vme板卡或电信电路板有着电流高达20a的、非常复杂的走线,它们用一个单连接器引入输入电压,并将几个输出电压分配到背板上,最有效的办法是将dc-dc变换器放置在紧靠连接器的位置以减小阻性电压跌落,然而这个区域密布着接口驱动器、背板总线等等,具有相应的耦合噪声。如果在电路板上添加一个电源连接器,则需要额外的电路板面积和成本。
铜线上的电阻是最受制约的因素,对于给定长度和厚度的铜线,它的电阻是：
r=ρ×(1/s)
式中：1是铜线的长度,单位为米;s是铜线的面积,单位是平方米：ρ为材料的电阻率,铜的电阻率是1.7×10 -8ω/m@20℃,或2.1×10 -8ω/m@70℃。例如：20℃时,0.5cm宽和35μm厚的铜线其电阻是1mω/cm。这个值对于大多数情况或许是可以忽略的,但当在两上连续器和背板之间分配电压为2.5v、电流达10a的电源时,这个参数就不得不引起注意。
某些电路板上,铜线的厚度中包含了一层铅锡合金。这一层的等效电阻大约是铜的两倍。
铜的电阻率=2.07×10 -7ω/m
锡的电阻率=1.14×10 -7ω/m
综合考虑精度和线路损耗,变换器需远离连接器。在靠近连接器处对vout进行远程采样可以有效地限制性跌落,不过要注意容性耦合。为了将大电流限定在指定区域内,应将所有的电源线都接在连接器的一个端点上。
mosfet驱动器
随着开关频率的提高,开关时间也变得越来越短-对于开关频率为500khz的变换器,开关时间典型值为10ns。在此频率下,即使用最短的引线也会产生较大的阻抗,为保证mosfet驱动电路的合理布线,需认真分析变换器的原理框图。
图1所示是用于笔记本电脑供电的同步整流、降压型控制,来自储能电容（c6和c7）的能量驱动mosfet的栅极,通过几欧姆的阻抗至输出端。注意：高边n-沟道mosfet（q1）的栅极驱动为浮空状态,n沟道的驱动器工作过程与电荷泵一样。仔细考虑mosfet导通时图1的电流通道,不难发现：任何等效串联电感都将对系统造成危害。有些情况下峰值电流较高仅仅会加重开关损耗,而有些情况下,由于交叉串扰（功率开关同时导通）会导致两个msofet被击穿。因此在下列元件之间理想的走线应该短而宽：c6和vdd、c6和q2（s）、c7和bst、c7和lx、q1（g）和dh、q2（g）和dl、q1（s）和lx、q2（s）和pgnd。注意1cm布线的分布电感约为10nh。
c6和q1和q2供电,但不在同一个回路上。对于q1它充当滤波电容,对q2则是储能电容。因为c6不可能同时紧邻高边和低边驱动器安装,所以将它布放在紧靠vdd和pgnd的位置（峰值电流由此流过）,同时也靠近c7.max1710的pgnd、dl和vdd引脚紧靠在一起差非偶然,c6靠近q2安装目的在于减小在pgnd、c6（一）和q2（s）之间的地线长度。将此地线在靠近pgnd引脚处单点连至地平面。为了防止共模阻抗耦合,lx应连接到q1,pgnd/c6（一）连接到q2的源极。当di/dt较大时,每个时孔将增加数十nh的电感,应尽可能限制过孔的数量,因此,最好将所有的功率元件放置在元件层,即使是smd器件。
在具体应用中,选用的控制器常常裕量过大。例如,用一个10a控制器产生3a的输出。而考虑成本的原因,又常常选用最小裕量的mosfet,于是片内驱动器驱动能力过量,导致栅极驱动过强。过量或过快的栅极驱动会产生较大的开关噪声和rf干扰,而较小或低速的栅极驱动将导致较大的mosfet和二极管的开关损耗。折衷的方法是尽可能限制波形的摆率以减小emi,并同时维持可接受的转换效率指标。
功率级的布线
开关型转换器中一些节点处的di/dt较高,还有些节点处的dv/dt较高,为减小它们的影响需尽量降低电路中的寄生电感。我们以一个升压变换器为例,所得结论可以推广到降压变换器。图2描绘了电路中寄存器电感所导致的问题：mosfet断开---此时电感电流已经被mosfet短路过。二极管的反向电容被快速充电,在二极管正极的节点处具有较高的dv/dt。mosfet导通时,串联电感（lft+lfd+lfc）增大了放电时间,因此也增加了mosfet的开关损耗,同时这些电感还会产生噪声。
峰值电流受昌体管限制,晶体管的工作方式类似于电流源,对一个2a的mosfet,峰值电流可能达到10a,这个变化的电流通过电感时将产生正比于电流变化量的电压：
v=l×[di(t)/dt]
整个瞬态变化过程相当于一个尖峰发生器,因此通过减小导线长度,而mosfet、二极管和cout周期采用短且宽的导线来减小寻散电感是非常必要的,另外,通过控制栅极驱动波形的斜率也可以达到减低噪声的目的。为了限制阻性电压跌落和过孔数目,功率级的smd元件必须布置在电路板的元件面,功率导线的引线也在元件层。如果可能的话,功率也在同一层布线。为消除辐射区域,注意减小功率电流回路的区域。
当必须将电源线布在其它层面时,应选择从电感或滤波电容引出的导线（比如,降压变换器的cout或降压变换器的cin）。流过这些导线的电流近乎连续的,不会产生噪声而只有阻性跌落。如果此线分布在元件层的下一层,产生的杂散电感会比较小。为避免共模阻抗耦合,应将pgnd、功率地和通用地平面分割开。
电容器和其它元件
高容量、低esr的电容器很昂贵,合理的布线会保持它们应有的性能,将输出噪声从150mv降到50mv。纹波直接和电感量、电容的esr和开关频率等因素相关,但是高频噪声（尖峰）取决于寄生分量和开关行为。根据开关频率,我们能够推测出类峰频率的频谱从1mhz到10mhz。
对于电感元件,由开关动作造成的变化的电流（di/dt）流过lp1导致控制器vcc过冲,计算如下：
v(t)=l×[di(t)/dt]
当l=10nh,δi=1a,δt=50ns时,δv0.2v
需注意割离功率引线、合理布置pgnd。另外需注意避免将其它连线穿过功率回路,用于分配输入电压的引线应当连接到输入电容与控制器的vcc连线之前。输出电压的引线应在高频输出电容的连接点之后。
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关键词：电源 dc-dc 变换器 emi
优化布线的第一个规则是隔离变换器。dc-dc变换器是一个较强的电磁场干扰源。通常其emi频谱范围自开关频率延伸至100mhz以上。为了减小电容性耦合和磁场环路耦合,必须将变换器远离其它电路、尤其是小信号模拟电路。隔离开变换器并不总是一件容易的事,有一些电路板的输入电压在变换器的一侧,输出电压分配到变换器的另一侧,例如,vme板卡或电信电路板有着电流高达20a的、非常复杂的走线,它们用一个单连接器引入输入电压,并将几个输出电压分配到背板上,最有效的办法是将dc-dc变换器放置在紧靠连接器的位置以减小阻性电压跌落,然而这个区域密布着接口驱动器、背板总线等等,具有相应的耦合噪声。如果在电路板上添加一个电源连接器,则需要额外的电路板面积和成本。
铜线上的电阻是最受制约的因素,对于给定长度和厚度的铜线,它的电阻是：
r=ρ×(1/s)
式中：1是铜线的长度,单位为米;s是铜线的面积,单位是平方米：ρ为材料的电阻率,铜的电阻率是1.7×10 -8ω/m@20℃,或2.1×10 -8ω/m@70℃。例如：20℃时,0.5cm宽和35μm厚的铜线其电阻是1mω/cm。这个值对于大多数情况或许是可以忽略的,但当在两上连续器和背板之间分配电压为2.5v、电流达10a的电源时,这个参数就不得不引起注意。
某些电路板上,铜线的厚度中包含了一层铅锡合金。这一层的等效电阻大约是铜的两倍。
铜的电阻率=2.07×10 -7ω/m
锡的电阻率=1.14×10 -7ω/m
综合考虑精度和线路损耗,变换器需远离连接器。在靠近连接器处对vout进行远程采样可以有效地限制性跌落,不过要注意容性耦合。为了将大电流限定在指定区域内,应将所有的电源线都接在连接器的一个端点上。
mosfet驱动器
随着开关频率的提高,开关时间也变得越来越短-对于开关频率为500khz的变换器,开关时间典型值为10ns。在此频率下,即使用最短的引线也会产生较大的阻抗,为保证mosfet驱动电路的合理布线,需认真分析变换器的原理框图。
图1所示是用于笔记本电脑供电的同步整流、降压型控制,来自储能电容（c6和c7）的能量驱动mosfet的栅极,通过几欧姆的阻抗至输出端。注意：高边n-沟道mosfet（q1）的栅极驱动为浮空状态,n沟道的驱动器工作过程与电荷泵一样。仔细考虑mosfet导通时图1的电流通道,不难发现：任何等效串联电感都将对系统造成危害。有些情况下峰值电流较高仅仅会加重开关损耗,而有些情况下,由于交叉串扰（功率开关同时导通）会导致两个msofet被击穿。因此在下列元件之间理想的走线应该短而宽：c6和vdd、c6和q2（s）、c7和bst、c7和lx、q1（g）和dh、q2（g）和dl、q1（s）和lx、q2（s）和pgnd。注意1cm布线的分布电感约为10nh。
c6和q1和q2供电,但不在同一个回路上。对于q1它充当滤波电容,对q2则是储能电容。因为c6不可能同时紧邻高边和低边驱动器安装,所以将它布放在紧靠vdd和pgnd的位置（峰值电流由此流过）,同时也靠近c7.max1710的pgnd、dl和vdd引脚紧靠在一起差非偶然,c6靠近q2安装目的在于减小在pgnd、c6（一）和q2（s）之间的地线长度。将此地线在靠近pgnd引脚处单点连至地平面。为了防止共模阻抗耦合,lx应连接到q1,pgnd/c6（一）连接到q2的源极。当di/dt较大时,每个时孔将增加数十nh的电感,应尽可能限制过孔的数量,因此,最好将所有的功率元件放置在元件层,即使是smd器件。
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当必须将电源线布在其它层面时,应选择从电感或滤波电容引出的导线（比如,降压变换器的cout或降压变换器的cin）。流过这些导线的电流近乎连续的,不会产生噪声而只有阻性跌落。如果此线分布在元件层的下一层,产生的杂散电感会比较小。为避免共模阻抗耦合,应将pgnd、功率地和通用地平面分割开。
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v(t)=l×[di(t)/dt]
当l=10nh,δi=1a,δt=50ns时,δv0.2v
需注意割离功率引线、合理布置pgnd。另外需注意避免将其它连线穿过功率回路,用于分配输入电压的引线应当连接到输入电容与控制器的vcc连线之前。输出电压的引线应在高频输出电容的连接点之后。
如何在Dotfuscato中利用自定义规则呢？
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