跨阻放大器中的噪声参数及因素考虑
ltc6268和ltc6269是单/双500mhz fet输入运算放大器，具有极低的输入偏置电流和低输入电容。它还具有低输入参考电流噪声和电压噪声，使其成为高速互阻抗放大器，ccd输出缓冲器和高阻抗传感器放大器的理想选择。其低失真使ltc6268 / ltc6269成为驱动sar adc的理想放大器。
跨阻放大器中的噪声
在较大范围内最大限度地降低ltc6268的噪声在应用中，仔细考虑了输入参考电压噪声（e n ），输入参考电流噪声（i n ）和输入电容c in 。
对于跨阻抗放大器（tia）应用，如图1所示，这三个运算放大器参数加上反馈电阻r f 的值，以不同的方式对噪声行为做出贡献，外部组件和迹线将添加到c in 。
重要的是要独立地理解每个参数的影响。输入参考电压噪声（e n ）包括闪烁噪声（或1 / f噪声），其在较低频率处占优势，而热噪声在较高频率处占主导地位。对于ltc6268,1 / f转角或1 / f与热噪声之间的转换为80khz。在负输入处的i n 和rf对输入参考噪声电流的贡献是相对直接的，而e n 贡献由噪声增益放大。因为没有增益电阻，所以使用反馈电阻（r f ）和c in 的阻抗计算噪声增益为（1 +2πr f •c in •freq），随频率增加。所有贡献都将受到闭环带宽的限制。等效输入电流噪声如图2-5所示，其中e n 表示输入参考电压噪声（e n ）的贡献，i n 表示来自输入参考电流噪声（i n ）的贡献，r f 表示来自反馈电阻（r f ）的贡献。每个图中还显示了tia增益（r f ）和输入电容（c in ）。比较图2和图2。 3和4＆amp;对于更高的频率，当由于上述放大导致c in 为高（5pf）时，e n 占优势，而当c in 时，in占主导地位。低（1pf）。
在较低频率下，r f 贡献占主导地位为10k和100k。由于宽带e n 为4.3nv /√ hz （见典型性能特性），r f 贡献将在较低频率下成为较小的因素如果r f 小于1.16kω，如下式所示：
优化tia应用的带宽
如果不加以控制，反相输入节点的电容会导致放大器稳定性问题。当运算放大器周围的反馈是电阻性的（r f ）时，将创建一个极点，其中r f || c in 。该极点会产生过大的相移并可能产生振荡。参考图1，输出的响应是：
其中r f 是tia的dc增益，ω是闭环的固有频率，可表示为：
ζ是环的阻尼因子，可表示为
其中c in 是运算放大器反相输入节点的总电容，gbw是运算放大器的增益带宽。无论c f ，系统都有两个区域是稳定的。第一个区域是当r f 小于1 /（4π∙c in ∙gbw）时。在该区域中，由反馈电阻器和c in 产生的极点处于高频率，这不会引起稳定性问题。第二个区域是：
其中a o 是运算放大器的直流开环增益，由此形成的极点由r f c in 是主极点。
对于这两个区域之间的r f ，小电容c f 与r f 平行，可以引入足够的阻尼来稳定环路。假设c in >> c f ，c f 需要满足以下条件，
上述条件意味着较高的gbw将需要较低的反馈电容c f ，这将具有更高的环路带宽。表1显示了10kω和100kω的r f 的最佳c f 和1pf和5pf的c in 。
利用更高的增益tia实现更高的带宽
良好的布局实践对于从tia电路获得最佳结果至关重要。以下两个示例显示了499kωtia中ltc6268的截然不同的结果。 （见图6.）第一个例子是基本电路布局中的0603电阻。在简单的布局中，不需要花费太多精力来减少反馈电容，所实现的带宽约为2.5mhz。在这种情况下，tia的带宽不受ltc6268的gbw限制，而是受反馈电容降低tia的实际反馈阻抗（tia增益本身）的影响。基本上，这是电阻带宽限制。 499kω的阻抗由于其自身的高频寄生电容而降低。从2.5mhz带宽和499kω低频增益，我们可以估算总反馈电容为c = 1 /（2π•2.5mhz•499kω）= 0.13pf。这是相当低的，但它可以进一步降低。
通过一些额外的布局技术来减少反馈电容，可以增加带宽。请注意，我们正在增加499kω电阻的有效“带宽”。减小电容的主要方法之一是增加板之间的距离，在这种情况下，板是元件电阻器的两个端盖。出于这个原因，我们的目的是使用更长的电阻器。 0805比0603长，但其端盖的面积也更大，再次增加了电容。然而，增加端盖之间的距离并不是减小电容的唯一方法，电阻器端盖之间的额外距离也允许容易地应用另一种技术来减少反馈电容。降低板对板电容的一种非常有效的方法是屏蔽产生电容的e场路径。在这种特殊情况下，该方法是在tia输出端附近的电阻焊盘之间放置一条短接地走线。
这样的接地走线屏蔽输出场到达电阻的求和节点端并且有效地将场地分流到地面。使走线靠近输出端会略微增加输出负载电容。有关图形表示，请参见图8.
图9显示了带宽的显着增加，只需注意反馈电阻周围的低电容方法即可。带宽从2.5mhz提高到11.2mhz，大于4的因子。实施的方法有两个：
最小焊盘尺寸。请与电路板装配商联系以获得最小可接受焊盘尺寸，或使用其他方法组装此电阻器。
使用靠近输出侧的反馈电阻下的接地走线屏蔽反馈电容。
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在较大范围内最大限度地降低ltc6268的噪声在应用中，仔细考虑了输入参考电压噪声（e n ），输入参考电流噪声（i n ）和输入电容c in 。
对于跨阻抗放大器（tia）应用，如图1所示，这三个运算放大器参数加上反馈电阻r f 的值，以不同的方式对噪声行为做出贡献，外部组件和迹线将添加到c in 。
重要的是要独立地理解每个参数的影响。输入参考电压噪声（e n ）包括闪烁噪声（或1 / f噪声），其在较低频率处占优势，而热噪声在较高频率处占主导地位。对于ltc6268,1 / f转角或1 / f与热噪声之间的转换为80khz。在负输入处的i n 和rf对输入参考噪声电流的贡献是相对直接的，而e n 贡献由噪声增益放大。因为没有增益电阻，所以使用反馈电阻（r f ）和c in 的阻抗计算噪声增益为（1 +2πr f •c in •freq），随频率增加。所有贡献都将受到闭环带宽的限制。等效输入电流噪声如图2-5所示，其中e n 表示输入参考电压噪声（e n ）的贡献，i n 表示来自输入参考电流噪声（i n ）的贡献，r f 表示来自反馈电阻（r f ）的贡献。每个图中还显示了tia增益（r f ）和输入电容（c in ）。比较图2和图2。 3和4＆amp;对于更高的频率，当由于上述放大导致c in 为高（5pf）时，e n 占优势，而当c in 时，in占主导地位。低（1pf）。
在较低频率下，r f 贡献占主导地位为10k和100k。由于宽带e n 为4.3nv /√ hz （见典型性能特性），r f 贡献将在较低频率下成为较小的因素如果r f 小于1.16kω，如下式所示：
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其中r f 是tia的dc增益，ω是闭环的固有频率，可表示为：
ζ是环的阻尼因子，可表示为
其中c in 是运算放大器反相输入节点的总电容，gbw是运算放大器的增益带宽。无论c f ，系统都有两个区域是稳定的。第一个区域是当r f 小于1 /（4π∙c in ∙gbw）时。在该区域中，由反馈电阻器和c in 产生的极点处于高频率，这不会引起稳定性问题。第二个区域是：
其中a o 是运算放大器的直流开环增益，由此形成的极点由r f c in 是主极点。
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