射频功率校准提高无线发射器的性能
射频 （rf） 功率的测量和控制是设计无线发射器时的关键考虑因素。高功率rf功率放大器（pa）很少在开环模式下工作（即，当天线的功率未以某种方式受到监控时）。外部因素，如对传输功率的监管要求、网络稳健性以及与其他无线网络共存的需求，都需要对传输功率进行强有力的控制。除了这些外部要求之外，精确的rf功率控制还可以改善频谱性能，并可能使发射器的功率放大器更加节能和更具成本效益。
为了调节pa的发射功率，可能需要对pa输出功率进行某种形式的工厂校准。校准算法在复杂性和有效性方面差异很大。本应用笔记介绍了如何实现典型的rf功率控制方案，并比较了具有线性db传递函数的rf检波器的各种工厂校准算法的有效性和效率。
集成电源控制的典型无线发射器
图1显示了典型无线发射器的框图，该发射器集成了发射功率的测量和控制。使用定向耦合器，来自pa的一小部分信号被耦合并馈送到rf检波器。在这种情况下，耦合器靠近天线，但在双工器和隔离器之后。因此，与双工器和隔离器相关的功率损耗在校准过程中被考虑在内。
图1.具有集成发射功率控制的典型rf功率放大器（集成rf功率检波器提供有关当前传输功率水平的连续反馈。使用外部rf功率计和rf功率检测器来校准发射器。
定向耦合器的耦合系数通常为20 db至30 db。因此，来自耦合器的信号比进入天线的信号低20 db至30 db。以这种方式耦合断电会导致发射路径中的一些功率损耗。这种定向耦合器插入损耗通常为零点几分贝。
在无线基础设施应用中，最大发射功率通常在30 dbm至50 dbm（1 w至100 w）之间，来自定向耦合器的信号对于测量信号的rf检波器来说仍然太强。因此，耦合器和rf检波器之间需要一些额外的衰减。
现代均方根和对数rf检波器的功率检测范围为30 db至100 db，并提供温度和频率稳定的输出。在大多数应用中，检波器输出被施加到要数字化的模数转换器（adc）。存储在非易失性存储器（eeprom）中的校准系数将来自adc的代码转换为发射功率读数。将此功率读数与设定点功率水平进行比较。如果设定值与测量功率之间存在差异，请进行功率调整。在信号链中的多个点中的任何一个进行此功率调整。驱动无线电的基带数据的幅度可以调整，可变增益放大器（在if或rf）可以调整，或者可以改变pa的增益。通过这种方式，增益控制环路进行自我调节，并将发射功率保持在所需限值内。需要注意的是，电压可变衰减器（vva）和pa的增益控制传递函数通常是非线性的。因此，给定增益调整导致的实际增益变化是不确定的。这种不确定性强化了对控制回路的需求，该控制回路提供有关所做更改的反馈，并为后续迭代提供进一步指导。
工厂校准的必要性
在前面描述的典型无线发送器系统中，几乎没有一个组件提供精确的绝对增益精度规格。考虑发射功率误差目标为±1 db的情况。pa、vva、rf增益模块和信号链中其他元件等器件的绝对增益可能因器件而异，以至于产生的输出功率不确定性明显大于±1 db。此外，信号链增益会随着温度和频率的变化而进一步变化。因此，有必要持续监测和控制正在传输的功率。
输出功率校准可以定义为将外部基准的精度传输到正在校准的系统中。校准过程包括断开天线的连接，并用外部测量基准（如rf功率计）替换天线，如图1所示。通过这种方式，精确的外部功率计的精度被传输到发射器的集成功率检测器中。校准过程包括设置一个或多个功率电平，从功率计获取读数，从rf检波器获取电压，并将所有这些信息存储在eeprom中。然后，随着功率计的移除并重新连接天线，发射器能够精确调节其自身的功率。随着放大器增益与温度、发射频率和所需输出功率电平等参数的变化，经过校准的板载rf检波器就像一个内置功率计，具有绝对精度，可确保发射器始终在定义的容差范围内发射所需的功率。
校准rf功率控制环路部分介绍了工厂校准程序。首先，必须检查典型rf功率检波器的特性。系统rf检波器在整个温度和频率范围内的线性度和稳定性强烈影响校准程序的复杂性和可实现的校准后精度。
射频检波器传递函数
图2显示了对数响应rf检波器（对数放大器）的传递函数，为了便于说明，温度漂移被夸大了。对数放大器传递函数是线性db，可以在其线性工作范围内使用简单的一阶方程进行建模。图中显示了三条曲线：+25°c、+85°c和−40°c时的输出电压与输入功率的关系。 +25°c时，检波器的输出电压范围为−60 dbm输入功率时的1.8 v左右至0 dbm时的0.4 v。传递函数紧随一条假想直线，该直线位于迹线上。尽管传递函数在末端偏离这条直线，但请注意，在−10 dbm和−5 dbm之间的功率电平下也存在非线性迹象。
图2.传递函数 （v外vs. p在）的对数响应rf功率检波器，为了说明目的，温度漂移被夸大了。
快速计算表明，该检波器的斜率约为−25 mv/db（即输入功率变化1 db会导致输出电压变化25 mv）。该斜率在动态范围的线性部分是恒定的。因此，尽管在−10 dbm左右发现非线性度略有下降，但使用以下公式对传递函数在25°c下的行为进行建模：
其中截距是外推直线与图的 x 轴相交的点（参见图 2）。当斜率和截距已知且测量来自检波器的输出电压时，通过重写上述公式计算未知rf输入，如下所示：
因此，使用这个简单的一阶方程对检测器的传递函数进行建模。从校准的角度来看，该方程很有用，因为该方程允许通过在校准过程中施加和测量两个不同的功率电平来建立探测器的传递函数。
接下来，考虑这个假想探测器在温度范围内的行为。输入功率为–10 dbm时，输出电压从环境温度到−40°c或+85°c变化约100 mv。 根据先前的斜率计算（−25 mv/db），这相当于测量功率的偏差为±4 db，这在大多数实际系统中是不可接受的。在实践中，需要传递函数随温度漂移最小的检测器。为确保在环境温度下执行的校准程序在整个温度范围内也有效，允许变送器在环境温度下进行工厂校准，以避免在高温和低温下进行昂贵且耗时的校准周期。
如果发射器是频率捷变的，并且必须在定义的频带内以多个频率传输，请注意检波器的行为与频率的关系。理想情况下，必须使用响应在定义的频带内没有显著变化的rf检波器。使用具有平坦频率响应的检波器可以在单个频率（通常在中频）校准发射器，并确保随着频率的变化几乎没有精度损失。
表1显示了adi公司各种均方根和对数rf功率检波器的检测范围和温度稳定性。
装置 描述 输入频率 （千兆赫） 输入范围（分贝） 温度漂移 （db） 电源电压，vs（五） 电源电流，isy（毫安）
hmc1020 线性db均方根检测器 0 到 3.9 72 ±0.75 5 55
lt5581 线性db均方根检测器 0.01 到 6 40 ±1 2，7 到 5 1.4
ltc5583 双通道线性db均方根检波器 0，04 到 6 60 ±0.5 3.3 80.5
adl5902 线性db均方根检测器 0.05 到 9 65 ±0.5 5 73
adl5904 线性db均方根检测器 0 到 6 45 ±0.5 3.3 3.5
ltc5582 线性db均方根检测器 0.04 到 10 57 ±0.5 3.3 41.6
ltc5596 线性db均方根检测器 0.1 到 40 35 ±1.5 3.3 30
ad8310 日志检测器 0 到 0.44 95 ±1 3 到 5 8
hmc602 日志检测器/控制器 0.001 到 8 70 ±1 5 113
ad8317 日志检测器/控制器 0.001 到 10 55 ±0.5 3.3 到 5 22
hmc611 日志检测器/控制器 0.001 到 10 70 ±1 5 103
adl5519 双对数检测器/控制器 0.001 到 10 62 ±0.5 3.3 到 5 60
ad8309 带限幅器输出的对数放大器 0.005 到 0.5 100 ±1 3 到 5 16
lt5537 日志检测器 <0.01 比 1 83 ±1 2.7 到 5 13.5
adl5506 日志检测器 0.03 到 4.5 45 ±1 3 到 5 3.8
lt5538 日志检测器 0.04 到 3.8 75 ±1 3 到 5 29
hmc600 日志检测器/控制器 0.05 到 4 70 ±0.5 3 到 5 29
hmc713lp3e 日志检测器/控制器 0.05 到 8 54 ±0.5 3.3 到 5 17
hmc1094 毫米波对数检测器 1 到 23 50 ±0.5 3.3 85
hmc948 毫米波对数检测器 1 到 23 54 ±0.5 3.3 91
hmc662 毫米波对数检测器 8 到 30 54 ±0.5 3.3 88
校准射频功率控制环路
图3显示了用于校准变送器的流程图，如图1所示。这种简单快速的两点校准在功率水平必须仅设置近似值（但必须精确测量）的情况下非常有用。为了使这种校准有效，集成rf检波器必须在温度和频率范围内保持稳定，并且必须具有可预测的响应，可以使用简单的公式进行建模。
图3.简单的两点校准程序，用于校准带有集成对数检测器的变送器。
确保发射器的工作功率范围与rf检波器的线性工作范围一致。首先，卸下天线并将功率计连接到天线连接器。接下来，将输出功率电平设置为接近最大功率。功率计测量天线连接器的功率，并将读数发送到发射器的板载微控制器或数字信号处理器（dsp）。同时，对rf检波器adc进行采样，发射器的处理器读取样本。
接下来，将发射器的输出功率降低到接近最小功率的水平并重复该过程（测量天线连接器和样本rf检波器adc的功率）。
利用这四个读数（低功率电平、高功率电平、低adc代码和高adc代码），可以计算斜率和截距（见图3）并将其存储在非易失性存储器中。
射频功率控制环路的现场操作
图4显示了校准后用于精确设置变送器功率的流程图。在本例中，目标是发射功率误差小于或等于±0.5 db。最初，根据最佳首次猜测设置输出功率电平。接下来，对检波器adc进行采样。从存储器中检索斜率和截距，并计算传输的输出功率电平。
图4.校准后变送器的操作。
如果输出功率不在p的±0.5 db范围内设置，使用 vva 将输出功率增加或减少约 0.5 db。使用该术语近似是因为vva可能具有非线性传递函数。再次测量发射功率并应用进一步的功率增量，直到发射功率误差小于±0.5 db。
当功率水平在容差范围内时，如有必要，请持续监控和调整。例如，如果信号链中某个元件的增益随温度变化而漂移，则当测得的功率超出其±0.5 db设定点范围时激活环路。
存在此算法的其他变体。例如，如果希望保持尽可能低的输出功率，但仍不超过设定点的0.5 db，请采用不同的方法。在这种情况下，第一个功率设置的电平小于所需的功率电平（并且超出容差）。然后，环路测量功率，但设定点增量要小得多（例如，0.1 db）。这样，输出功率始终从小于设定值的值接近设定值。一旦输出功率进入−0.5 db频段，功率增量就会停止，确保实际电平始终低于设定点电平，同时仍在容差范围内。
校准后误差
图5至图8显示了来自同一rf检波器的数据，但使用的校准点选择和数量不同。图5显示了ad8318在2.2 ghz时的检波器传递函数，ad8318是一款工作频率高达8 ghz的宽动态范围rf对数检波器。在这种情况下，检测器使用两点校准（−12 dbm和−52 dbm）进行校准。校准完成后，绘制残余测量误差。请注意，即使在执行校准的环境温度下，误差也不为零，因为对数放大器不能完全遵循理想的v外vs. p在等式（v外= 斜率× （p在− 拦截）），即使在其运行区域内。然而，根据定义，−12 dbm和−52 dbm校准点的误差等于零。
图5.两点校准，校准点在探测器的线性工作范围内，提供良好的整体性能。
图6.将校准点分开并移入线性较低的工作范围会扩展工作范围，但代价是精度下降。
图7.校准点靠近的两点校准可在较窄的范围内提高精度。
图8.多点校准扩展了检测器范围，可以提高线性度，但代价是校准过程更加复杂。
图5还包括−40°c和+85°c输出电压的误差图。 这些误差图是使用25°c斜率和截距校准系数计算的。除非实施基于温度的校准程序，否则必须使用具有轻微残余温度漂移的25°c校准系数。
在许多应用中，当pa以最大功率传输时，希望具有更高的精度。从多个角度来看，这种愿望是有道理的。首先，可能存在监管要求，要求在全功率或额定功率下具有更高的精度水平。但是，从系统设计的角度来看，在额定功率下提高精度也有价值。考虑设计为传输 45 dbm（约 30 w）的发射器。如果校准最多只能提供±2 db的精度，则pa电路（功率晶体管和散热器）必须设计为安全传输高达47 dbm或50 w的功率。相反，可以设计一个校准后精度为±0.5 db的系统，以便pa必须设计为传输比应用要求更多的rf功率，以安全传输45.5 dbm或大约36 w。
通过改变执行校准的点，在某些情况下可以极大地影响可实现的精度。图7显示了与图5相同的测量数据，但使用了不同的校准点。请注意，在图7中，从−10 dbm到−30 dbm的精度非常高（约±0.25 db）。但是，在远离校准点的较低功率电平下，精度会降低。
图6显示了移动校准点如何以牺牲线性度为代价来增加动态范围。在这种情况下，校准点为−4 dbm和−60 dbm。这些点位于设备线性范围的末端。同样，在25°c时的校准点可以看到0 db的误差，ad8318保持<±1 db误差的范围扩展到25°c时的60 db和整个温度下的58 db。这种方法的缺点是整体测量误差增加，特别是在这种情况下，在探测器范围的顶端。
图8显示了使用更精细的多点算法的校准后误差。在这种情况下，将多个输出功率电平（在本例中为6 db）施加到发射器，并测量每个功率电平下检波器的输出电压。这些测量用于将传递函数分解为多个段，每个段都有自己的斜率和截距。该算法倾向于大大减少由于检测器非线性引起的误差，并使温度漂移成为误差的主要来源。这种方法的缺点是校准过程需要更长的时间，并且需要更多的内存来存储多个斜率和截距校准系数。
图8显示了功率检波器在其动态范围的低端和高端的行为之间的差异。虽然多点校准扩展了高端动态范围，但由于温度漂移增加，这种范围扩展没有用。请注意，环境走线、热迹线和冷迹线在功率电平大于−10 dbm时如何发散。在低功率水平下，结果更有用。同样，多点校准有助于扩展低端动态范围。但是，在这种情况下，热迹线和冷迹线会密切跟踪环境迹线，即使环境迹线变为非线性。因此，当使用多点校准消除这种非线性时，在整个温度范围内都能保持出色的精度，从而有效地将ad8318的传递函数扩展到−65 dbm。
结论
在需要精确rf功率传输的应用中，需要某种形式的系统校准。现代基于ic的rf功率检波器具有线性响应，并且温度和频率稳定。线性响应与温度和频率范围内的稳定性相结合，可以显著简化系统校准，并提供±0.5 db或更高的系统精度。校准点的位置和数量会对可实现的校准后精度产生重大影响。
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为了调节pa的发射功率，可能需要对pa输出功率进行某种形式的工厂校准。校准算法在复杂性和有效性方面差异很大。本应用笔记介绍了如何实现典型的rf功率控制方案，并比较了具有线性db传递函数的rf检波器的各种工厂校准算法的有效性和效率。
集成电源控制的典型无线发射器
图1显示了典型无线发射器的框图，该发射器集成了发射功率的测量和控制。使用定向耦合器，来自pa的一小部分信号被耦合并馈送到rf检波器。在这种情况下，耦合器靠近天线，但在双工器和隔离器之后。因此，与双工器和隔离器相关的功率损耗在校准过程中被考虑在内。
图1.具有集成发射功率控制的典型rf功率放大器（集成rf功率检波器提供有关当前传输功率水平的连续反馈。使用外部rf功率计和rf功率检测器来校准发射器。
定向耦合器的耦合系数通常为20 db至30 db。因此，来自耦合器的信号比进入天线的信号低20 db至30 db。以这种方式耦合断电会导致发射路径中的一些功率损耗。这种定向耦合器插入损耗通常为零点几分贝。
在无线基础设施应用中，最大发射功率通常在30 dbm至50 dbm（1 w至100 w）之间，来自定向耦合器的信号对于测量信号的rf检波器来说仍然太强。因此，耦合器和rf检波器之间需要一些额外的衰减。
现代均方根和对数rf检波器的功率检测范围为30 db至100 db，并提供温度和频率稳定的输出。在大多数应用中，检波器输出被施加到要数字化的模数转换器（adc）。存储在非易失性存储器（eeprom）中的校准系数将来自adc的代码转换为发射功率读数。将此功率读数与设定点功率水平进行比较。如果设定值与测量功率之间存在差异，请进行功率调整。在信号链中的多个点中的任何一个进行此功率调整。驱动无线电的基带数据的幅度可以调整，可变增益放大器（在if或rf）可以调整，或者可以改变pa的增益。通过这种方式，增益控制环路进行自我调节，并将发射功率保持在所需限值内。需要注意的是，电压可变衰减器（vva）和pa的增益控制传递函数通常是非线性的。因此，给定增益调整导致的实际增益变化是不确定的。这种不确定性强化了对控制回路的需求，该控制回路提供有关所做更改的反馈，并为后续迭代提供进一步指导。
工厂校准的必要性
在前面描述的典型无线发送器系统中，几乎没有一个组件提供精确的绝对增益精度规格。考虑发射功率误差目标为±1 db的情况。pa、vva、rf增益模块和信号链中其他元件等器件的绝对增益可能因器件而异，以至于产生的输出功率不确定性明显大于±1 db。此外，信号链增益会随着温度和频率的变化而进一步变化。因此，有必要持续监测和控制正在传输的功率。
输出功率校准可以定义为将外部基准的精度传输到正在校准的系统中。校准过程包括断开天线的连接，并用外部测量基准（如rf功率计）替换天线，如图1所示。通过这种方式，精确的外部功率计的精度被传输到发射器的集成功率检测器中。校准过程包括设置一个或多个功率电平，从功率计获取读数，从rf检波器获取电压，并将所有这些信息存储在eeprom中。然后，随着功率计的移除并重新连接天线，发射器能够精确调节其自身的功率。随着放大器增益与温度、发射频率和所需输出功率电平等参数的变化，经过校准的板载rf检波器就像一个内置功率计，具有绝对精度，可确保发射器始终在定义的容差范围内发射所需的功率。
校准rf功率控制环路部分介绍了工厂校准程序。首先，必须检查典型rf功率检波器的特性。系统rf检波器在整个温度和频率范围内的线性度和稳定性强烈影响校准程序的复杂性和可实现的校准后精度。
射频检波器传递函数
图2显示了对数响应rf检波器（对数放大器）的传递函数，为了便于说明，温度漂移被夸大了。对数放大器传递函数是线性db，可以在其线性工作范围内使用简单的一阶方程进行建模。图中显示了三条曲线：+25°c、+85°c和−40°c时的输出电压与输入功率的关系。 +25°c时，检波器的输出电压范围为−60 dbm输入功率时的1.8 v左右至0 dbm时的0.4 v。传递函数紧随一条假想直线，该直线位于迹线上。尽管传递函数在末端偏离这条直线，但请注意，在−10 dbm和−5 dbm之间的功率电平下也存在非线性迹象。
图2.传递函数 （v外vs. p在）的对数响应rf功率检波器，为了说明目的，温度漂移被夸大了。
快速计算表明，该检波器的斜率约为−25 mv/db（即输入功率变化1 db会导致输出电压变化25 mv）。该斜率在动态范围的线性部分是恒定的。因此，尽管在−10 dbm左右发现非线性度略有下降，但使用以下公式对传递函数在25°c下的行为进行建模：
其中截距是外推直线与图的 x 轴相交的点（参见图 2）。当斜率和截距已知且测量来自检波器的输出电压时，通过重写上述公式计算未知rf输入，如下所示：
因此，使用这个简单的一阶方程对检测器的传递函数进行建模。从校准的角度来看，该方程很有用，因为该方程允许通过在校准过程中施加和测量两个不同的功率电平来建立探测器的传递函数。
接下来，考虑这个假想探测器在温度范围内的行为。输入功率为–10 dbm时，输出电压从环境温度到−40°c或+85°c变化约100 mv。 根据先前的斜率计算（−25 mv/db），这相当于测量功率的偏差为±4 db，这在大多数实际系统中是不可接受的。在实践中，需要传递函数随温度漂移最小的检测器。为确保在环境温度下执行的校准程序在整个温度范围内也有效，允许变送器在环境温度下进行工厂校准，以避免在高温和低温下进行昂贵且耗时的校准周期。
如果发射器是频率捷变的，并且必须在定义的频带内以多个频率传输，请注意检波器的行为与频率的关系。理想情况下，必须使用响应在定义的频带内没有显著变化的rf检波器。使用具有平坦频率响应的检波器可以在单个频率（通常在中频）校准发射器，并确保随着频率的变化几乎没有精度损失。
表1显示了adi公司各种均方根和对数rf功率检波器的检测范围和温度稳定性。
装置 描述 输入频率 （千兆赫） 输入范围（分贝） 温度漂移 （db） 电源电压，vs（五） 电源电流，isy（毫安）
hmc1020 线性db均方根检测器 0 到 3.9 72 ±0.75 5 55
lt5581 线性db均方根检测器 0.01 到 6 40 ±1 2，7 到 5 1.4
ltc5583 双通道线性db均方根检波器 0，04 到 6 60 ±0.5 3.3 80.5
adl5902 线性db均方根检测器 0.05 到 9 65 ±0.5 5 73
adl5904 线性db均方根检测器 0 到 6 45 ±0.5 3.3 3.5
ltc5582 线性db均方根检测器 0.04 到 10 57 ±0.5 3.3 41.6
ltc5596 线性db均方根检测器 0.1 到 40 35 ±1.5 3.3 30
ad8310 日志检测器 0 到 0.44 95 ±1 3 到 5 8
hmc602 日志检测器/控制器 0.001 到 8 70 ±1 5 113
ad8317 日志检测器/控制器 0.001 到 10 55 ±0.5 3.3 到 5 22
hmc611 日志检测器/控制器 0.001 到 10 70 ±1 5 103
adl5519 双对数检测器/控制器 0.001 到 10 62 ±0.5 3.3 到 5 60
ad8309 带限幅器输出的对数放大器 0.005 到 0.5 100 ±1 3 到 5 16
lt5537 日志检测器 <0.01 比 1 83 ±1 2.7 到 5 13.5
adl5506 日志检测器 0.03 到 4.5 45 ±1 3 到 5 3.8
lt5538 日志检测器 0.04 到 3.8 75 ±1 3 到 5 29
hmc600 日志检测器/控制器 0.05 到 4 70 ±0.5 3 到 5 29
hmc713lp3e 日志检测器/控制器 0.05 到 8 54 ±0.5 3.3 到 5 17
hmc1094 毫米波对数检测器 1 到 23 50 ±0.5 3.3 85
hmc948 毫米波对数检测器 1 到 23 54 ±0.5 3.3 91
hmc662 毫米波对数检测器 8 到 30 54 ±0.5 3.3 88
校准射频功率控制环路
图3显示了用于校准变送器的流程图，如图1所示。这种简单快速的两点校准在功率水平必须仅设置近似值（但必须精确测量）的情况下非常有用。为了使这种校准有效，集成rf检波器必须在温度和频率范围内保持稳定，并且必须具有可预测的响应，可以使用简单的公式进行建模。
图3.简单的两点校准程序，用于校准带有集成对数检测器的变送器。
确保发射器的工作功率范围与rf检波器的线性工作范围一致。首先，卸下天线并将功率计连接到天线连接器。接下来，将输出功率电平设置为接近最大功率。功率计测量天线连接器的功率，并将读数发送到发射器的板载微控制器或数字信号处理器（dsp）。同时，对rf检波器adc进行采样，发射器的处理器读取样本。
接下来，将发射器的输出功率降低到接近最小功率的水平并重复该过程（测量天线连接器和样本rf检波器adc的功率）。
利用这四个读数（低功率电平、高功率电平、低adc代码和高adc代码），可以计算斜率和截距（见图3）并将其存储在非易失性存储器中。
射频功率控制环路的现场操作
图4显示了校准后用于精确设置变送器功率的流程图。在本例中，目标是发射功率误差小于或等于±0.5 db。最初，根据最佳首次猜测设置输出功率电平。接下来，对检波器adc进行采样。从存储器中检索斜率和截距，并计算传输的输出功率电平。
图4.校准后变送器的操作。
如果输出功率不在p的±0.5 db范围内设置，使用 vva 将输出功率增加或减少约 0.5 db。使用该术语近似是因为vva可能具有非线性传递函数。再次测量发射功率并应用进一步的功率增量，直到发射功率误差小于±0.5 db。
当功率水平在容差范围内时，如有必要，请持续监控和调整。例如，如果信号链中某个元件的增益随温度变化而漂移，则当测得的功率超出其±0.5 db设定点范围时激活环路。
存在此算法的其他变体。例如，如果希望保持尽可能低的输出功率，但仍不超过设定点的0.5 db，请采用不同的方法。在这种情况下，第一个功率设置的电平小于所需的功率电平（并且超出容差）。然后，环路测量功率，但设定点增量要小得多（例如，0.1 db）。这样，输出功率始终从小于设定值的值接近设定值。一旦输出功率进入−0.5 db频段，功率增量就会停止，确保实际电平始终低于设定点电平，同时仍在容差范围内。
校准后误差
图5至图8显示了来自同一rf检波器的数据，但使用的校准点选择和数量不同。图5显示了ad8318在2.2 ghz时的检波器传递函数，ad8318是一款工作频率高达8 ghz的宽动态范围rf对数检波器。在这种情况下，检测器使用两点校准（−12 dbm和−52 dbm）进行校准。校准完成后，绘制残余测量误差。请注意，即使在执行校准的环境温度下，误差也不为零，因为对数放大器不能完全遵循理想的v外vs. p在等式（v外= 斜率× （p在− 拦截）），即使在其运行区域内。然而，根据定义，−12 dbm和−52 dbm校准点的误差等于零。
图5.两点校准，校准点在探测器的线性工作范围内，提供良好的整体性能。
图6.将校准点分开并移入线性较低的工作范围会扩展工作范围，但代价是精度下降。
图7.校准点靠近的两点校准可在较窄的范围内提高精度。
图8.多点校准扩展了检测器范围，可以提高线性度，但代价是校准过程更加复杂。
图5还包括−40°c和+85°c输出电压的误差图。 这些误差图是使用25°c斜率和截距校准系数计算的。除非实施基于温度的校准程序，否则必须使用具有轻微残余温度漂移的25°c校准系数。
在许多应用中，当pa以最大功率传输时，希望具有更高的精度。从多个角度来看，这种愿望是有道理的。首先，可能存在监管要求，要求在全功率或额定功率下具有更高的精度水平。但是，从系统设计的角度来看，在额定功率下提高精度也有价值。考虑设计为传输 45 dbm（约 30 w）的发射器。如果校准最多只能提供±2 db的精度，则pa电路（功率晶体管和散热器）必须设计为安全传输高达47 dbm或50 w的功率。相反，可以设计一个校准后精度为±0.5 db的系统，以便pa必须设计为传输比应用要求更多的rf功率，以安全传输45.5 dbm或大约36 w。
通过改变执行校准的点，在某些情况下可以极大地影响可实现的精度。图7显示了与图5相同的测量数据，但使用了不同的校准点。请注意，在图7中，从−10 dbm到−30 dbm的精度非常高（约±0.25 db）。但是，在远离校准点的较低功率电平下，精度会降低。
图6显示了移动校准点如何以牺牲线性度为代价来增加动态范围。在这种情况下，校准点为−4 dbm和−60 dbm。这些点位于设备线性范围的末端。同样，在25°c时的校准点可以看到0 db的误差，ad8318保持<±1 db误差的范围扩展到25°c时的60 db和整个温度下的58 db。这种方法的缺点是整体测量误差增加，特别是在这种情况下，在探测器范围的顶端。
图8显示了使用更精细的多点算法的校准后误差。在这种情况下，将多个输出功率电平（在本例中为6 db）施加到发射器，并测量每个功率电平下检波器的输出电压。这些测量用于将传递函数分解为多个段，每个段都有自己的斜率和截距。该算法倾向于大大减少由于检测器非线性引起的误差，并使温度漂移成为误差的主要来源。这种方法的缺点是校准过程需要更长的时间，并且需要更多的内存来存储多个斜率和截距校准系数。
图8显示了功率检波器在其动态范围的低端和高端的行为之间的差异。虽然多点校准扩展了高端动态范围，但由于温度漂移增加，这种范围扩展没有用。请注意，环境走线、热迹线和冷迹线在功率电平大于−10 dbm时如何发散。在低功率水平下，结果更有用。同样，多点校准有助于扩展低端动态范围。但是，在这种情况下，热迹线和冷迹线会密切跟踪环境迹线，即使环境迹线变为非线性。因此，当使用多点校准消除这种非线性时，在整个温度范围内都能保持出色的精度，从而有效地将ad8318的传递函数扩展到−65 dbm。
结论
在需要精确rf功率传输的应用中，需要某种形式的系统校准。现代基于ic的rf功率检波器具有线性响应，并且温度和频率稳定。线性响应与温度和频率范围内的稳定性相结合，可以显著简化系统校准，并提供±0.5 db或更高的系统精度。校准点的位置和数量会对可实现的校准后精度产生重大影响。
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