考虑射频系统中的GSPS ADC
下一代无线电平台正在以越来越快的速度转向直接射频采样架构。这种架构可以显著减小无线电的尺寸、重量和功耗（swap），但它带来了新的挑战，即需要将数据转换器仿真为rf器件，而不是基带器件。本文将提供一种分析rf系统中gsps adc的方法。
介绍
在过去的20年中，模数转换器（adc）采样率取得了令人难以置信的进步，从100年最先进的不到2000 msps到当前的数据转换器通常采样高于10 gsps。随着adc采样速率的提高，数据转换器可以数字化的输入频率和瞬时带宽也随之增加。这种频率的提高使gsps adc能够消除外差级（如表1所示），并将数据转换器拉近rf天线，从而实现无需外差级的直接rf采样架构。这种转变可能会给系统和rf工程师带来挑战，因为adc的行为与传统rf器件（如混频器、放大器和开关）不同。本文旨在解决gsps adc的三个关键rf方面：动态范围、杂散规划和噪声性能。
模数转换器动态范围
接收器动态范围是一个常用的性能指标，它指示 信号可以有多小，同时在 存在非常大的信号。在传统的外差接收器中，动态 范围通常会受到非线性rf器件（通常是混频器）的限制。这 两个关键的单独性能指标相结合，为动态范围提供信息 是噪声系数 （nf） 和输入三阶交调截点 （iip3）。nf 通知 小信号接收能力，而iip3通知上限 大信号处理。
nf和iip3通常都不在gsps adc的规格表中，但 存在用于提取这些参数的信息。首先，考虑噪声系数。 在adc数据手册中，这些规格及其相关单元几乎 始终提供（请参阅表 2）。
规范 单位
满量程 （fs） 输入电压 在p-p
输入阻抗 （r在) 哦
噪声频谱密度 （nsd） dbfs/hz
计算噪声系数 （nf）
根据这三个参数，可以计算出gsps adc的噪声系数。第一 满量程输入电压需要从v p-p转换为dbm。
其次，噪声频谱密度（nsd）需要从dbfs/hz转换 参数转换为 dbm/hz 参数。
最后，将以dbm/hz为单位的nsd与本底热噪声进行比较 计算 gsps adc nf。
计算输入三阶 截点 （iip3）
计算gsps adc的iip3同样简单。在adc数据手册中， 应存在表 3 中所示的参数和相关单位。
规范 单位
imd3 输入功率 （p在) dbfs
imd3 级别 分贝
要计算iip3，必须首先将输入音转换为dbm，然后 计算很简单：
使用公式4和5，数据中指定的以数据转换器为中心的参数 表可以转换为系统和射频设计工程师的射频参数。 本文末尾是使用公式4和5的示例计算。
虚假规划
gsps adc中另一个经常被误解的概念是 规划，重大虚假内容。在传统的外差接收器中， 最常见的杂散信号源是混频器杂散，特别是m×n混频器杂散。rf和系统设计具有杂散表、频率规划和 过滤技术，以尝试减轻这些混频器杂散。用于直接射频采样 系统，没有 m×n 杂散，因为没有混频器。相反，数据 转换器本身是杂散的最重要来源，因此这些伪影 必须很好地理解。
在外差接收器中，数据转换器采样速率设置得足够高 以满足接收器通道所需的瞬时带宽，通常 大约 2.5× 带宽。在直接rf接收器中，数据转换器 采样率可能比所需的高几个数量级 通过瞬时带宽。这称为过采样，它有 对杂散和噪声规划产生重大影响。
直接rf采样架构中值得关注的两个最大的杂散信号 是二次谐波失真 （hd2） 和三次谐波失真 （hd3）。 这些杂散可以发生在adc的单个奈奎斯特区内，也可以 别名或环绕相邻奈奎斯特区并返回到所需的 乐队。两个例子说明了这个概念。具有采样速率的高速adc 的 6 gsps 具有从直流到 3 ghz 的第一个奈奎斯特区和第二个奈奎斯特区 从 3 ghz 到 6 ghz。载波频率为 800 mhz 的输入正弦波将 创建一个 2.1 ghz 的 hd6 产品和一个 3.2 ghz 的 hd4 产品 — 在本例中为 输入音、hd2 和 hd3 都位于同一个奈奎斯特区。对于第二种情况， 将载波频率从 800 mhz 增加到 1.8 ghz。现在是hd2产品 将下降到3.6 ghz，hd3产品将下降到5.4 ghz - 两者都是 位于第二个奈奎斯特区。这些 hd2 和 hd3 产品将别名为 第一奈奎斯特区分别为2.4 ghz和600 mhz。hd2 产品别名 在第一个奈奎斯特区中将出现在 2.4 ghz 中，hd3 产品别名在 第一个奈奎斯特区将出现在600 mhz。第二次使用有什么有趣的地方 情况是，现在hd2和hd3产品都高于和低于所需的水平 语气。优化此频率规划对于直接rf采样至关重要 建筑和工程师。
一个常见的问题是“我可以用多少瞬时带宽实现 最高的无杂散动态范围（sfdr）？对于直接rf采样架构，这个问题可以解释为“多少瞬时带宽” 我可以在避免hd2，hd3及其别名产品的同时实现吗？分析这个 问题很复杂，因为答案会随着输入频率而变化。有 可用的工具，例如adi公司频率折叠工具，可以 帮助工程师了解潜在的杂散，但图 1 中的图是 第一和第二奈奎斯特区的全面总结。
图1.hd2 和 hd3 区域，用于直接射频采样 adc。
有八个区域用于带宽规划，每个区域都有一个屏障，m×除以2 或 n×除 3 边界。这样，与混频器虚假规划有相似之处。在一个区域内，标识的 bw。.max是最高的瞬时带宽 在该区域可以实现，但载波频率和带宽组合将达不到该最大值。此图表旨在给出射频 和系统工程师有机会优化采样率、载波频率、 以及以连贯的方式做出带宽决策，从而优化接收器的性能。当选择这些参数的组合时，避免hd2和 hd3，那么最大的杂散可能来自时钟、电源或隔离效应 在数据转换器中，但这些杂散信号通常比hd20低2 db。 这种优化可以显著提高接收器的sfdr性能。
噪声性能
正如所审查的那样，过采样对于虚假规划很重要，但同样如此 对噪声性能很重要。在外差接收器中，adc采样 速率与所需带宽匹配良好，噪声性能 数据转换器直接映射到接收器的噪声性能。这种噪音 性能通常指定为信噪比 （snr）。另一个关键 噪声规格为nsd，如“计算噪声系数”一节所述 （nf）。snr和nsd由以下方面相关：
随着nsd性能的提高，信噪比也将得到改善。在过采样中 直接rf采样架构，数据转换器中的噪声不直接 映射到接收器的噪声性能。过采样率必须 也被考虑。在过采样接收器中，数字化信号必须去 通过抽取滤波器实现所需的瞬时带宽。这些 抽取滤波器通常是半带或第三波段滤波器，但它们可以采用 其他订单。只要抽取滤波器本身经过精心设计， 它们可以提供几乎无噪声的带宽降低，这对于 系统噪声性能。接收器中的总体抽取比为 所有抽取滤波器值的级联乘积。例如，如果接收器 使用四个级联半带滤波器，则整体抽取比为 2×2×2×2 或 16.重述snr方程并考虑抽取可提供 以下内容：
对于给定的采样速率，adc的nsd是固定的。因此，随着抽取的增加， nsd保持不变，接收器的带内snr将增加。 对于理想的抽取滤波器，这意味着 过采样直接rf采样架构将使snr提高2 db。实际抽取滤波器会导致一些噪声下降，但通常小于 每个滤波器的十分之一分贝。根据公式3中的示例，总抽取 的 7× 将使接收器的 snr 提高 16 db，这是非常 重要！
将一切整合在一起
提到的三个概念具有最好通过以下方式理解的相互作用 举个例子。ad9082是一款先进的直接rf采样收发器，具有 两个 6 gsps adc 和四个 12 gsps 数模转换器 （dac）。出于本分析的目的，重点仅放在adc上。性能参数 对rf和系统设计人员很重要的内容从数据手册中提取 并在表 4 中列出。
规范 价值 单位
采样率 6 普惠制
满量程 （fs） 输入电压 1.475 在p-p
输入阻抗 （r在) 100 哦
噪声频谱密度 （nsd） –153 dbfs/hz
imd3 输入功率 （p在) –7 dbfs
imd3 级别 –77* 分贝
*数据手册规格为 –84 dbfs，输入为 –7 dbfs，相当于 –77 dbc
计算本文介绍的重要rf参数：
ad3的iip9082比器件的噪声系数高10 db以上。这 是动态范围的一个关键方面，表明该器件能够承受非常大的干扰信号，同时仍能检测到较小的所需信号。 作为参考，高性能混频器的噪声系数通常为~10 db，并且 iip3 为 >20 dbm，也显示了两种规格之间的 >10 db 差距。
对于杂散和噪声规划，将图表一起显示是有意义的。 图2显示了ad9082在1.2 ghz单音输入下的sfdr和snr图。
图2.测量的ad9082的snr和sfdr与抽取的关系。
随着抽取的增加，sfdr 和 snr 的性能都会得到改进 被观察。对于sfdr，增加是通过过滤掉hd2产品获得的。当抽取从 2× 增加到 4×时，hd2 产品会脱离带外，并且 被数字过滤掉。从 8× 抽取到 16× 时，hd3 产品会脱落 的频段，并被数字滤除。对于高于 8 的所有抽取设置×sfdr 的ad9082大约为100 db或更高。第一个和最后一个数据的fft 点显示性能的提高。适当的频率规划导致 hd2、hd3 和其他杂散产物脱离所需音调的带外 在 1.2 ghz 时，在所需的瞬时带宽内增加 sfdr。
图3.ad9082无抽取。测得的信噪比为56.4 dbfs，测得的sfdr为67 dbc。
图4.抽取设置为9082×的ad96。测得的信噪比为 72.8 db，测得的 sfdr 为 105 db。
snr是一种更线性的改进，因为抽取滤波器减少了 接收器链的集成噪声。在没有抽取的情况下，信噪比为 56.4 dbfs;在 8×抽取，信噪比为63.5 dbfs;在抽取 96× 时，信噪比为 72.8 dbfs。 相比之下，~100 msps的同类最佳数据转换器性能 ad9467和ltc2208等器件的snr为75 db，sfdr为100 dbc。 外差信号链长期以来一直要求这种性能 其中常用ad9467等adc。ad9082可以实现 相同的噪声和动态范围，同时消除外差信号链尺寸， 重量、功率和成本，而且它还能够扩展到更高的瞬时 所需带宽！
总结
直接rf采样架构为rf和系统设计人员提供了 比任何其他架构都更多的设计权衡。但是翻转 该数组的一面是，围绕样本需要做出艰难的决定。 速率、带宽、动态范围、杂散和噪声。现代直接射频采样 然而，设备可以应对挑战！如以下示例所示 文章，ad9082可以编程为多种模式。在宽带模式下， ad9082可实现~56 dbfs的信噪比和~70 dbc的sfdr，并通过 软件重新配置为窄带模式，ad9082可实现snr ~73 dbfs 和 sfdr 为 ~105 dbc。窄带和窄带之间的灵活性 宽带模式在保持同类最佳性能的同时是独一无二的 适用于ad9082等器件。它还要求工程团队设计 这些直接rf采样收发器考虑了接收器设计的许多方面 同时优化无线电设计。
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nf和iip3通常都不在gsps adc的规格表中，但 存在用于提取这些参数的信息。首先，考虑噪声系数。 在adc数据手册中，这些规格及其相关单元几乎 始终提供（请参阅表 2）。
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根据这三个参数，可以计算出gsps adc的噪声系数。第一 满量程输入电压需要从v p-p转换为dbm。
其次，噪声频谱密度（nsd）需要从dbfs/hz转换 参数转换为 dbm/hz 参数。
最后，将以dbm/hz为单位的nsd与本底热噪声进行比较 计算 gsps adc nf。
计算输入三阶 截点 （iip3）
计算gsps adc的iip3同样简单。在adc数据手册中， 应存在表 3 中所示的参数和相关单位。
规范 单位
imd3 输入功率 （p在) dbfs
imd3 级别 分贝
要计算iip3，必须首先将输入音转换为dbm，然后 计算很简单：
使用公式4和5，数据中指定的以数据转换器为中心的参数 表可以转换为系统和射频设计工程师的射频参数。 本文末尾是使用公式4和5的示例计算。
虚假规划
gsps adc中另一个经常被误解的概念是 规划，重大虚假内容。在传统的外差接收器中， 最常见的杂散信号源是混频器杂散，特别是m×n混频器杂散。rf和系统设计具有杂散表、频率规划和 过滤技术，以尝试减轻这些混频器杂散。用于直接射频采样 系统，没有 m×n 杂散，因为没有混频器。相反，数据 转换器本身是杂散的最重要来源，因此这些伪影 必须很好地理解。
在外差接收器中，数据转换器采样速率设置得足够高 以满足接收器通道所需的瞬时带宽，通常 大约 2.5× 带宽。在直接rf接收器中，数据转换器 采样率可能比所需的高几个数量级 通过瞬时带宽。这称为过采样，它有 对杂散和噪声规划产生重大影响。
直接rf采样架构中值得关注的两个最大的杂散信号 是二次谐波失真 （hd2） 和三次谐波失真 （hd3）。 这些杂散可以发生在adc的单个奈奎斯特区内，也可以 别名或环绕相邻奈奎斯特区并返回到所需的 乐队。两个例子说明了这个概念。具有采样速率的高速adc 的 6 gsps 具有从直流到 3 ghz 的第一个奈奎斯特区和第二个奈奎斯特区 从 3 ghz 到 6 ghz。载波频率为 800 mhz 的输入正弦波将 创建一个 2.1 ghz 的 hd6 产品和一个 3.2 ghz 的 hd4 产品 — 在本例中为 输入音、hd2 和 hd3 都位于同一个奈奎斯特区。对于第二种情况， 将载波频率从 800 mhz 增加到 1.8 ghz。现在是hd2产品 将下降到3.6 ghz，hd3产品将下降到5.4 ghz - 两者都是 位于第二个奈奎斯特区。这些 hd2 和 hd3 产品将别名为 第一奈奎斯特区分别为2.4 ghz和600 mhz。hd2 产品别名 在第一个奈奎斯特区中将出现在 2.4 ghz 中，hd3 产品别名在 第一个奈奎斯特区将出现在600 mhz。第二次使用有什么有趣的地方 情况是，现在hd2和hd3产品都高于和低于所需的水平 语气。优化此频率规划对于直接rf采样至关重要 建筑和工程师。
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图1.hd2 和 hd3 区域，用于直接射频采样 adc。
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噪声性能
正如所审查的那样，过采样对于虚假规划很重要，但同样如此 对噪声性能很重要。在外差接收器中，adc采样 速率与所需带宽匹配良好，噪声性能 数据转换器直接映射到接收器的噪声性能。这种噪音 性能通常指定为信噪比 （snr）。另一个关键 噪声规格为nsd，如“计算噪声系数”一节所述 （nf）。snr和nsd由以下方面相关：
随着nsd性能的提高，信噪比也将得到改善。在过采样中 直接rf采样架构，数据转换器中的噪声不直接 映射到接收器的噪声性能。过采样率必须 也被考虑。在过采样接收器中，数字化信号必须去 通过抽取滤波器实现所需的瞬时带宽。这些 抽取滤波器通常是半带或第三波段滤波器，但它们可以采用 其他订单。只要抽取滤波器本身经过精心设计， 它们可以提供几乎无噪声的带宽降低，这对于 系统噪声性能。接收器中的总体抽取比为 所有抽取滤波器值的级联乘积。例如，如果接收器 使用四个级联半带滤波器，则整体抽取比为 2×2×2×2 或 16.重述snr方程并考虑抽取可提供 以下内容：
对于给定的采样速率，adc的nsd是固定的。因此，随着抽取的增加， nsd保持不变，接收器的带内snr将增加。 对于理想的抽取滤波器，这意味着 过采样直接rf采样架构将使snr提高2 db。实际抽取滤波器会导致一些噪声下降，但通常小于 每个滤波器的十分之一分贝。根据公式3中的示例，总抽取 的 7× 将使接收器的 snr 提高 16 db，这是非常 重要！
将一切整合在一起
提到的三个概念具有最好通过以下方式理解的相互作用 举个例子。ad9082是一款先进的直接rf采样收发器，具有 两个 6 gsps adc 和四个 12 gsps 数模转换器 （dac）。出于本分析的目的，重点仅放在adc上。性能参数 对rf和系统设计人员很重要的内容从数据手册中提取 并在表 4 中列出。
规范 价值 单位
采样率 6 普惠制
满量程 （fs） 输入电压 1.475 在p-p
输入阻抗 （r在) 100 哦
噪声频谱密度 （nsd） –153 dbfs/hz
imd3 输入功率 （p在) –7 dbfs
imd3 级别 –77* 分贝
*数据手册规格为 –84 dbfs，输入为 –7 dbfs，相当于 –77 dbc
计算本文介绍的重要rf参数：
ad3的iip9082比器件的噪声系数高10 db以上。这 是动态范围的一个关键方面，表明该器件能够承受非常大的干扰信号，同时仍能检测到较小的所需信号。 作为参考，高性能混频器的噪声系数通常为~10 db，并且 iip3 为 >20 dbm，也显示了两种规格之间的 >10 db 差距。
对于杂散和噪声规划，将图表一起显示是有意义的。 图2显示了ad9082在1.2 ghz单音输入下的sfdr和snr图。
图2.测量的ad9082的snr和sfdr与抽取的关系。
随着抽取的增加，sfdr 和 snr 的性能都会得到改进 被观察。对于sfdr，增加是通过过滤掉hd2产品获得的。当抽取从 2× 增加到 4×时，hd2 产品会脱离带外，并且 被数字过滤掉。从 8× 抽取到 16× 时，hd3 产品会脱落 的频段，并被数字滤除。对于高于 8 的所有抽取设置×sfdr 的ad9082大约为100 db或更高。第一个和最后一个数据的fft 点显示性能的提高。适当的频率规划导致 hd2、hd3 和其他杂散产物脱离所需音调的带外 在 1.2 ghz 时，在所需的瞬时带宽内增加 sfdr。
图3.ad9082无抽取。测得的信噪比为56.4 dbfs，测得的sfdr为67 dbc。
图4.抽取设置为9082×的ad96。测得的信噪比为 72.8 db，测得的 sfdr 为 105 db。
snr是一种更线性的改进，因为抽取滤波器减少了 接收器链的集成噪声。在没有抽取的情况下，信噪比为 56.4 dbfs;在 8×抽取，信噪比为63.5 dbfs;在抽取 96× 时，信噪比为 72.8 dbfs。 相比之下，~100 msps的同类最佳数据转换器性能 ad9467和ltc2208等器件的snr为75 db，sfdr为100 dbc。 外差信号链长期以来一直要求这种性能 其中常用ad9467等adc。ad9082可以实现 相同的噪声和动态范围，同时消除外差信号链尺寸， 重量、功率和成本，而且它还能够扩展到更高的瞬时 所需带宽！
总结
直接rf采样架构为rf和系统设计人员提供了 比任何其他架构都更多的设计权衡。但是翻转 该数组的一面是，围绕样本需要做出艰难的决定。 速率、带宽、动态范围、杂散和噪声。现代直接射频采样 然而，设备可以应对挑战！如以下示例所示 文章，ad9082可以编程为多种模式。在宽带模式下， ad9082可实现~56 dbfs的信噪比和~70 dbc的sfdr，并通过 软件重新配置为窄带模式，ad9082可实现snr ~73 dbfs 和 sfdr 为 ~105 dbc。窄带和窄带之间的灵活性 宽带模式在保持同类最佳性能的同时是独一无二的 适用于ad9082等器件。它还要求工程团队设计 这些直接rf采样收发器考虑了接收器设计的许多方面 同时优化无线电设计。
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