一种新型感应加热电源双机并联拓扑的研究
一种新型感应加热电源双机并联拓扑的研究
现代感应加热电源正朝着大功率,高频化方向发展。这对现代电力电子器件来说是一个相当大的挑战。传统的方法是采用器件串并联的方式,但这存在器件之间均流均压闲难的问题,特别是当器件串并联很多时,则需要保证精确的同步信号,以避免器件之间的环流损坏电力电子器件。但在很多情况下这很难精确保证。特别是当串并联器件较多功率等级很大吋,信号线上延时将对器件之间的环流产生恶劣的影响,所以采用器件申并联的方式时,器件数量、最大功率都将受到限制。基于此,一种新型的llc拓扑被提出,它的优良特性可有效地减少逆变桥并联之间的环流,通过参数设计可以均衡各桥的功率分配,降低器件的损耗,从而有效地解决了逆变桥并联中出现的一些问题,有利于感应加热电源多桥并联,提高输出功率和可靠性。
l 单机llc分析
电压型llc负载拓扑如图1所示。由图1可知,不同之处是在以往lc并联负载基础上再串联一个电感l1,l2和r为感应圈的等效电路,通常l1比l2大很多,l1参与谐振并起到隔离负载和电源,调节功率分配的作用。可见它与传统感应加热电源中的负载匹配变压器作用很相似,因而可以消除造价昂贵,效率不高的高频变压器,使得整个装置的体积缩小、重量减轻。llc谐振电路阻抗表达式为
由基本的电路分析可得它有两个谐振频率, 一个是并联谐振频率f0和一个串联谐振频率f1
式中：leq=l1//l2。
定义k=l1/l2,一般来说k值较大以满足负载匹配的要求,因此f0与f1很接近。为了获得较大功率以及控制系统设计方便,系统的理想工作点在f1。q=l2ωo/r≈l2ω1/r为了负载的品质因数{q》]),将k》1,q代入式(1),则在谐振点有
由式(3)可知在ω1、点电源工仵在感性状态以保证开关管可靠换流,且电容上电压滞后逆变器输出电压90°。可以证明在ω1点为输出功率最大值。
由式(4)可看出电感l1起到阻抗变换,功率调节作用。系统功率曲线以及阻抗特性曲线如图2所示。
从图2中可以看出φ(ω)在整个频域内是非单调函数,这种特性不利于用锁相环控制．相反θ(ω)=arg(vc/v1)却呈单调变化特性,且在ω1点有θ(ω1)≈—90°,所以．θ(ω)可作为控制变量引入到pll中,从而锁定在階振点。电容上电压最大值出现在谐振点ω1。 vc ≈v1q/k (5)
2 感应加热并联模块环流分析
llc谐振负载最大的优点是有利于感应加热中的多机并联,它小需要在逆变器之间附加任何元件,即使各桥的信弓延时角度很大也能保证系统止常工作,抑制各桥之间的环流,调节各逆变器的输出功率,多机并联图如图3所示。
假设各逆变器inv1至invn工作在理想状态,即inv1至invn对应相同的驱动信号,有相同的直流电压vdc,则多机并联可以等效为单机的情况,转换等式如式(6)。
实际控制中各个模块的驱动信号统一由控制板产生,但在传输信号的过程中,由于传输路线上的逻辑器件延迟,驱动变压器的延迟以及工艺方面的原因可能造成模块之间驱动信号的差异。这种延迟造成逆变器输出电压存在相位差,因此,研究它所产生的环流有实际意义,首先做出双机并联的等效电路如图4所示。
根据式(6)选取l11=l12=2l1,由于感应加热负载的高q值,假定感应圈中的电量均用正弦量,则有
式中：zp为电容与感应圈并联等效阻抗。
则有
因并联逆变器挂在同一个电压母线上,所以v1,v2的幅值差别很小,对环流的影响可不计。假定驱动信号延时,逆变桥1输出电压v1比逆变桥2输出电压v2超前α角度,由式(10)及式(11)可看出,i11和i12之间将有环流分量idiff存在,idiff在v1和v2之间流动却并不流向被加热工件,idiff=(v1-v2）/2zl1,由于电压型逆变器的等效内阻抗很小,因此,若不加电感l11的话,环流将很大。特别是在高频时,微小的驱动信号延迟都将出现很大的延迟角α,考虑电压型逆变器工作在容性状态下时,很容易损坏功率器件。因而在上述模块并联驱动信号不一致的情况下,需要考虑驱动的不同步是否会导致某个模块工作在容性状态下,由式(10)及式(11)可得
zl1是纯感抗,由单机分析可知,在谐振点时zp是容性阻抗,显然有φ1=arctan（v1/i11）=φ+α1 （14）
α1及α2随α的变化曲线如图5所式,可见在α较小时α1及α1随α呈线形变化特性,因而由式(14)及式(15)看出α的增加将使得,v1和i11之间的相位差变大,即充分保证了逆变桥1开关的zvs。相反v2和i12之间相位差变小,使得逆变桥2的zvs条件恶化。即当α增大到一定数值吋,滞后的逆变桥将不能保证zvs。所以,在设计参数时要注意选择一定的开关角度,即满足
在α=30°时,由图6看出(q／k)>4时φ-α2将小于o,逆变桥2失去zvs的条什。图5中α-α1-α2很小,即i11和i12几乎同相,且由式(5)可得电容上电压vc比逆变输出电压大很多,且滞后90°,因此可得
即i11和i12的幅度差别很小,这些对逆变桥的并联非常有利。
3 仿真及实验结果
在pspice中做了仿真分析,参数设计为：f=220khz,l11=l12=2l1=51.8μh,l2=4.3h。c=0.185μf,r=0.18ω,延时角α=30°。由图7可以看出,i11和i12几乎同相(图中i11和i12均放大了10倍),且幅值差别很小,滞后桥inv2作在感性状态。
在此基础上试制了一台电源,设计参数为：f=310khz,udc=500v,l11=l12=2l1=40μh,l2=2.1μh,c=0.1479μf,品质因数q=10,电感之比k=9．5。开关管选择ixfn36 n100功率mos模块,锁相环为74hc4046。使得系统工作在谐振点。图8是两逆变器输出电压u1和u2波形,α≈30°。图9是两个逆变器输出电流i11和i12波形,可看出两者幅值、相位相差很小,且逆变器均保持在感性状态,并联系统稳定工作。图10为超前桥输出电压和电流波形。图11为滞后桥输出电压和电流波形。
4 结语
通过理论分析和实验结果证明,本文提出的基于llc新拓扑的感应加热电源并联,有效地减少了逆变器之间的环流,均衡了各桥的功率分配,去掉了高频变压器,使得效率、功率密度提高,这些优点为感应加热模块化发展提供了一条新途径。
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由式(4)可看出电感l1起到阻抗变换,功率调节作用。系统功率曲线以及阻抗特性曲线如图2所示。
从图2中可以看出φ(ω)在整个频域内是非单调函数,这种特性不利于用锁相环控制．相反θ(ω)=arg(vc/v1)却呈单调变化特性,且在ω1点有θ(ω1)≈—90°,所以．θ(ω)可作为控制变量引入到pll中,从而锁定在階振点。电容上电压最大值出现在谐振点ω1。 vc ≈v1q/k (5)
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假设各逆变器inv1至invn工作在理想状态,即inv1至invn对应相同的驱动信号,有相同的直流电压vdc,则多机并联可以等效为单机的情况,转换等式如式(6)。
实际控制中各个模块的驱动信号统一由控制板产生,但在传输信号的过程中,由于传输路线上的逻辑器件延迟,驱动变压器的延迟以及工艺方面的原因可能造成模块之间驱动信号的差异。这种延迟造成逆变器输出电压存在相位差,因此,研究它所产生的环流有实际意义,首先做出双机并联的等效电路如图4所示。
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则有
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4 结语
通过理论分析和实验结果证明,本文提出的基于llc新拓扑的感应加热电源并联,有效地减少了逆变器之间的环流,均衡了各桥的功率分配,去掉了高频变压器,使得效率、功率密度提高,这些优点为感应加热模块化发展提供了一条新途径。
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