高效率DC/DC恒流电源LED驱动创新设计方案
摘要：半桥llc 谐振变流器作为中功率开关电源的最佳拓扑选择，通常应用在恒压输出场合中。针对用于led驱动的高效率恒流电源的dc/dc 部分，这里提出一种适用于宽范围输出的新设计方法，并给出设计流程，分析了对设计参数的影响和高效率优化。同时根据所述设计原则构建了一台140 w 的半桥llc 变流器样机，经过参数优化，其在整个输出电压范围内的效率均在95.5%以上。实验结果验证了半桥llc 可作为led 驱动的很好的拓扑选择，其在全负载范围内均可达到很高效率。
1 引言
半导体照明作为21 世纪的新型光源，具有节能、环保、寿命长、易维护等优点。用大功率高亮度发光二极管（led）取代白炽灯、荧光灯等传统照明光源已是大势所趋。由于led 自身特性，必须采用恒流源为其供电。因此，高效率恒流驱动电源的设计成为led 应用中一个重要研究对象。llc半桥谐振变换器以其高效率、高功率密度等优点成为现今倍受青睐的热门拓扑， 但一般用于恒压输出场合，传统llc 被认为不适合应用于宽范围恒流输出。此处提出一种半桥llc 新的设计方法，使其在宽范围恒流输出场合依然保持高效率。
因此，llc 可作为led 驱动的很好的拓扑选择。
2 恒流llc 谐振变流器的设计方法
2.1 半桥llc 变换电路概述
半桥llc 谐振变流器电路原理如图1 所示。
两个占空比为0.5 互补驱动的开关管vs1，vs2 构成半桥结构，谐振电感lr、谐振电容cr 和变压器的励磁电感lm 构成llc 谐振网络，变压器次级由整流二极管vd1~vd4 构成全桥整流电路。
图1 半桥llc 谐振变流器电路拓扑
半桥llc 变流器有两个谐振频率。当变压器初级电压被输出电压箝位时，lm 不参加谐振，lr和cr 产生的串联谐振频率为f1;当变压器不向次级传递能量时，lm 电压不被箝位，lm，lr，cr 共同参与谐振，构成谐振频率f2 为：
2.2 直流增益曲线及工作区间
采用基波近似方法， 可推导出llc 谐振变流器的直流电压增益表达式为：
式中：m=lm/lr;fn =fs/f1，fs 为开关频率；ro 为等效输出电阻。
图2 示出半桥llc 变流器在不同负载情况下的直流增益曲线。llc 工作在f1（即图中（1，1）点）时，谐振回路阻抗最小，损耗最低。所以在普通设计中，一般将满载工作点设计在该点。
图2 半桥llc 的直流增益曲线
在图2 所示3 区间中， 开关管工作在容性区域，开关损耗大，所以在任何设计中都应该避免电路工作在此区域。而2 区间中，llc 工作在谐振电流断续模式，可同时实现初级开关管zvs 开通和次级整流管zcs 关断，避免反向恢复，所以恒压输出的设计中， 一般将所有负载情况下的工作点设计在该区间中。但是在恒流宽电压范围输出设计中，负载变化大，对应的直流增益变化范围大， 很难保证全负载范围内所有的工作点均在zvs 区域。并且电路工作在最大增益点和（1，1）点之间的曲线上， 这段曲线增益越小， 越接近谐振点。故仅能将满载工作点设计在直流增益高，即fs《f1 的区间， 输出电压小即轻载工作点设计在谐振点，满载效率不能得到优化，效率会很低。
在图2 所示1 区间中，fs》f1，llc 工作在谐振电流连续模式，初级开关管可实现zvs 开通，次级整流管不能实现zcs 关断，会有反向恢复过程，但在输出电流小的情况下影响不大。这一区间增益曲线斜率较大，直流增益可调的范围广，可满足恒流宽电压范围输出设计的要求。
2.3 恒流宽电压范围输出设计
半桥llc 的直流增益为：
式中：n 为实际变压器绕组匝比；uin，uo分别为输入、输出电压。
可见，为得到最佳设计点（即谐振点），仅需取期望的变压器绕组匝比nnor=uin /（2uo）。
由图2 可见，曲线增益越小，斜率越大。若满载的工作点设计在谐振点，输出电压降至一半（即gdc 降至0.5）时的工作频率将达到2 倍谐振频率以上， 工作频率范围很广。为使工作频率范围变窄，可选择增益曲线斜率大的一段，即gdc《1.由式（3）及nnor 计算式可知，若n《nnor，则gdc《1.图3示出n=0.88nnor 时的增益曲线及工作点。
图3 恒流llc 的工作点
图3 中，虚线为uo 在200~100 v 变化时对应的gdc， 实线为uo 为200~100 v 时等效负载的增益曲线，uo 相同时对应的实线和虚线的交点即为电路实际的工作点。在此设计中，uo 从200~100 v变化时，工作频率的范围为1.22f1~2.11f1.
3 参数分析与优化
3.1 f1 选择
考虑到磁元件的设计， 电路满载时的工作频率设计在100 khz 左右较为理想。为保证半载工作效率，半载频率不能太高。所以应当选择增益曲线中斜率较大的一段，即gdc《1.电路实际的工作频率始终大于f1，所以应选f1《100 khz，设计在60~70 khz 较为合理。
3.2 谐振参数cr ， lr
当f1 一定时，cr 越小，lr 越大，q 越大，增益曲线的斜率越大，故减小cr 可使半载的工作频率显著降低。从提高半载效率的角度考虑，cr 越小越好，但cr 越小，其两端的电压峰值则越大，要降低cr 的电压应力，cr 应取越大越好。设计中应该折中考虑。cr 确定后，根据f1 可计算出lr 为：
3.3 n ， lm 的选择
为使开关频率的范围缩窄， 实际变压器绕组匝比应小于期望的变压器绕组匝比，n《nnor.n 减小，半载时的工作频率降低，但同时满载的工作频率增高，工作点偏离谐振点较远，电路工作在更连续的状态。在谐振电流还很大时，mosfet 被强行关断；二极管关断时流过它的整流电流也很大。这样mosfet 和整流管的开关损耗会增大， 在大电流场合更加明显。所以n 不宜取值过小。
从减小开关管导通损耗的角度考虑， 变压器lm 的值越大，初级电流有效值越小，开关管的导通损耗也越小，故希望lm 越大越好。但lr 一定时，lm 越大则m 越大，增益曲线的斜率变小。为保证所需的uo 使变换器的工作频率范围变宽，会影响uo 降到一半时的效率。所以，在保证一定的开关频率范围的前提下，lm 越大越好。
上述所有参数的设计需要综合考虑多方面因素，根据设计目标进行合理的取舍，针对具体应用场合找到最佳设计参数。
4 实验结果
根据上述理论分析，设计了一台恒流宽范围输出llc 变换器样机，并进行了效率优化。指标要求为：uin=400 v，输出电流io=0.7 a，uo=200~100 v.
主开关管选用fdp12n50， 次级整流二极管选用sf1005g.nnor 需按输出电压最大值设计：nnor=uin /（2uomax）=1.
实际变压器初次级匝比n《nnor.采用多套不同实验参数进行效率优化后，得最佳参数： fr=60 khz，n=0.85，lm=800 μh，m=3.75，cr=33 nf，lr=213 μh，fs=84~150 khz.变换器在满载（uo=200 v）和半载（uo=100 v）时开关管两端电压波形uds、开关管驱动波形ug 和谐振电流ilr 波形如图4 所示。
图4 开关管ug，uds 及ilr 波形
测得样机的效率曲线如图5 所示。可见，fs 变化范围选择在80~150 khz，f1 选在60 khz 较为合理。样机效率较高，整机效率达到95.5%~97.2%.
图5 半桥llc 的效率曲线
5 结论
介绍了恒流宽范围输出llc 谐振变流器的设计方法，指出其与传统恒压llc 设计上的不同考虑，分析了各设计参数的影响。对于宽范围输出的llc，工作区间应设计在开关频率高于谐振频率，直流增益小于1 的区域。实验证明，在整个负载变化范围内效率均高于95.5%.该设计方法较适合于小电流输出场合，样机输出电流为0.7 a.若是大电流输出，工作在连续状态下的llc 开关管导通损耗、二极管关断损耗影响明显，效率会下降。
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因此，llc 可作为led 驱动的很好的拓扑选择。
2 恒流llc 谐振变流器的设计方法
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图1 半桥llc 谐振变流器电路拓扑
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图2 半桥llc 的直流增益曲线
在图2 所示3 区间中， 开关管工作在容性区域，开关损耗大，所以在任何设计中都应该避免电路工作在此区域。而2 区间中，llc 工作在谐振电流断续模式，可同时实现初级开关管zvs 开通和次级整流管zcs 关断，避免反向恢复，所以恒压输出的设计中， 一般将所有负载情况下的工作点设计在该区间中。但是在恒流宽电压范围输出设计中，负载变化大，对应的直流增益变化范围大， 很难保证全负载范围内所有的工作点均在zvs 区域。并且电路工作在最大增益点和（1，1）点之间的曲线上， 这段曲线增益越小， 越接近谐振点。故仅能将满载工作点设计在直流增益高，即fs《f1 的区间， 输出电压小即轻载工作点设计在谐振点，满载效率不能得到优化，效率会很低。
在图2 所示1 区间中，fs》f1，llc 工作在谐振电流连续模式，初级开关管可实现zvs 开通，次级整流管不能实现zcs 关断，会有反向恢复过程，但在输出电流小的情况下影响不大。这一区间增益曲线斜率较大，直流增益可调的范围广，可满足恒流宽电压范围输出设计的要求。
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图4 开关管ug，uds 及ilr 波形
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图5 半桥llc 的效率曲线
5 结论
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