MOSFET开通时间和关断时间定义
mos管定期导通和关断
mos管是金属（metal）-氧化物（oxid）-半导体（semiconductor）场效应晶体管，或者称是金属-绝缘体（insulator）-半导体。mos管的source和drain是可以对调的，他们都是在p型backgate中形成的n型区。在多数情况下，这个两个区是一样的，即使两端对调也不会影响器件的性能。这样的器件被认为是对称的。
在开关电源应用方面，这种应用需要mos管定期导通和关断。比如，dc-dc电源中常用的基本降压转换器依赖两个mos管来执行开关功能，这些开关交替在电感里存储能量，然后把能量释放给负载。我们常选择数百khz乃至1mhz以上的频率，因为频率越高，磁性元件可以更小更轻。在正常工作期间，mos管只相当于一个导体。因此，我们电路或者电源设计人员最关心的是mos的最小传导损耗。
我们经常看mos管的pdf参数，mos管制造商采用rds（on）参数来定义导通阻抗，对开关应用来说，rds（on）也是最重要的器件特性。数据手册定义rds（on）与栅极（或驱动）电压vgs以及流经开关的电流有关，但对于充分的栅极驱动，rds（on）是一个相对静态参数。一直处于导通的mos管很容易发热。另外，慢慢升高的结温也会导致rds（on）的增加。mos管数据手册规定了热阻抗参数，其定义为mos管封装的半导体结散热能力。rθjc的最简单的定义是结到管壳的热阻抗。
其发热情况有：
1.电路设计的问题，就是让mos管工作在线性的工作状态，而不是在开关状态。这也是导致mos管发热的一个原因。如果n-mos做开关，g级电压要比电源高几v，才能完全导通，p-mos则相反。没有完全打开而压降过大造成功率消耗，等效直流阻抗比较大，压降增大，所以u*i也增大，损耗就意味着发热。这是设计电路的最忌讳的错误。
2.频率太高，主要是有时过分追求体积，导致频率提高，mos管上的损耗增大了，所以发热也加大了。
3.没有做好足够的散热设计，电流太高，mos管标称的电流值，一般需要良好的散热才能达到。所以id小于最大电流，也可能发热严重，需要足够的辅助散热片。
4.mos管的选型有误，对功率判断有误，mos管内阻没有充分考虑，导致开关阻抗增大。
mosfet开通时间和关断时间定义 （一）在应用过程中，以下几个特性是经常需要考虑的：
1、v（br）dss 的正温度系数特性。这一有异于双极型器件的特性使得其在正常工作温度升高后变得更可靠。但也需要留意其在低温冷启机时的可靠性。
2、 v（gs）th 的负温度系数特性。栅极门槛电位随着结温的升高会有一定的减小。一些辐射也会使得此门槛电位减小，甚至可能低于0电位。这一特性需要工程师注意mosfet在此些情况下的干扰误触发，尤其是低门槛电位的mosfet应用。因这一特性，有时需要将栅极驱动的关闭电位设计成负值（指 n 型，p 型类推）以避免干扰误触发。
3、vdson/rdson 的正温度系数特性。vdson/rdson 随着结温的升高而略有增大的特性使得mosfet的直接并联使用变得可能。双极型器件在此方面恰好相反，故其并联使用变得相当复杂化。rdson也会随着id的增大而略有增大，这一特性以及结和面rdson正温度特性使得mosfet避免了象双极型器件那样的二次击穿。 但要注意此特性效果相当有限，在并联使用、推挽使用或其它应用时不可完全依赖此特性的自我调节，仍需要一些根本措施。这一特性也说明了导通损耗会在高温时变得更大。故在损耗计算时应特别留意参数的选择。
4、id的负温度系数特性，mosfet参数理解及其主要特性id会随着结温度升高而有相当大的减额。这一特性使得在设计时往往需要考虑的是其在高温时的id参数。
5、雪崩能力ier/eas的负温度系数特性。结温度升高后，虽然会使得mosfet具有更大的 v（br）dss ，但是要注意eas会有相当大的减额。也就是说高温条件下其承受雪崩的能力相对于常温而言要弱很多。
6、mosfet 的体内寄生二极管导通能力及反向恢复表现并不比普通二极管好。在设计中并不期望利用其作为回路主要的电流载体。往往会串接阻拦二极管使体内寄生二极管无效，并通过额外并联二极管构成回路电载体。但在同步整流等短时间导通或一些小电流要求的情况下是可以考虑将其作为载体的。
7、漏极电位的快速上升有可能会发生栅极驱动的假触发现象 （spurious-trigger） ，故在很大的 dvds/dt 应用场合（高频快速开关电路）需要考虑这方面的可能性。
功率mosfet的开通和关断过程原理
1）：开通和关断过程实验电路
（2）：mosfet的电压和电流波形：
（3）：开关过程原理：
开通过程［40~tt］：
在t0前，mosfet工作于截止状态，t0时，mosfet被驱动开通；
［t0-t1］区间，mosfet的gs电压经vgg对cgs充电而上升，在t1时刻，到达维持电压vth，mosfet开始导电；
［t1-t2］区间，mosfet的ds电流增加，millier电容在该区间内因ds电容的放电而放电，对gs电容的充电影响不大；
［t2-t3］区间，至t2时刻，mosfet的ds电压降至与vgs相同的电压，millier电容大大增加，外部驱动电压对millier电容进行充电，gs电容的电压不变，millier电容上电压增加，而ds电容上的电压继续减小；
［t3-t4］区间，至t3时刻，mosfet的ds电压降至饱和导通时的电压，millier电容变小并和gs电容一起由外部驱动电压充电，gs电容的电压上升，至t4时刻为止。此时gs电容电压已达稳态，ds电压也达最小，即稳定的通态压降。
关断过程［95~tt］：
在t5前，mosfet工作于导通状态，t5时，mosfet被驱动关断；
［t5-t6］区间，mosfet的cgs电压经驱动电路电阻放电而下降，在t6时刻，mosfet的通态电阻微微上升，ds电压梢稍增加，但ds电流不变；
［t6-t7］区间，在t6时刻，mosfet的millier电容又变得很大，故gs电容的电压不变，放电电流流过millier电容，使ds电压继续增加；
［t7-t8］区间，至t7时刻，mosfet的ds电压升至与vgs相同的电压，millier电容迅速减小，gs电容开始继续放电，此时ds电容上的电压迅速上升，ds电流则迅速下降；
［t8-t9］区间，至t8时刻，gs电容已放电至vth，mosfet完全关断；该区间内gs电容继续放电直至零。
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其发热情况有：
1.电路设计的问题，就是让mos管工作在线性的工作状态，而不是在开关状态。这也是导致mos管发热的一个原因。如果n-mos做开关，g级电压要比电源高几v，才能完全导通，p-mos则相反。没有完全打开而压降过大造成功率消耗，等效直流阻抗比较大，压降增大，所以u*i也增大，损耗就意味着发热。这是设计电路的最忌讳的错误。
2.频率太高，主要是有时过分追求体积，导致频率提高，mos管上的损耗增大了，所以发热也加大了。
3.没有做好足够的散热设计，电流太高，mos管标称的电流值，一般需要良好的散热才能达到。所以id小于最大电流，也可能发热严重，需要足够的辅助散热片。
4.mos管的选型有误，对功率判断有误，mos管内阻没有充分考虑，导致开关阻抗增大。
mosfet开通时间和关断时间定义 （一）在应用过程中，以下几个特性是经常需要考虑的：
1、v（br）dss 的正温度系数特性。这一有异于双极型器件的特性使得其在正常工作温度升高后变得更可靠。但也需要留意其在低温冷启机时的可靠性。
2、 v（gs）th 的负温度系数特性。栅极门槛电位随着结温的升高会有一定的减小。一些辐射也会使得此门槛电位减小，甚至可能低于0电位。这一特性需要工程师注意mosfet在此些情况下的干扰误触发，尤其是低门槛电位的mosfet应用。因这一特性，有时需要将栅极驱动的关闭电位设计成负值（指 n 型，p 型类推）以避免干扰误触发。
3、vdson/rdson 的正温度系数特性。vdson/rdson 随着结温的升高而略有增大的特性使得mosfet的直接并联使用变得可能。双极型器件在此方面恰好相反，故其并联使用变得相当复杂化。rdson也会随着id的增大而略有增大，这一特性以及结和面rdson正温度特性使得mosfet避免了象双极型器件那样的二次击穿。 但要注意此特性效果相当有限，在并联使用、推挽使用或其它应用时不可完全依赖此特性的自我调节，仍需要一些根本措施。这一特性也说明了导通损耗会在高温时变得更大。故在损耗计算时应特别留意参数的选择。
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［t7-t8］区间，至t7时刻，mosfet的ds电压升至与vgs相同的电压，millier电容迅速减小，gs电容开始继续放电，此时ds电容上的电压迅速上升，ds电流则迅速下降；
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