许多数据采集、工业控制和仪表应用都需要超高速模数转换器 (adc),而逐次逼近寄存器 (sar) 转换器则能完全满足这一要求。然而,我们必须确保 sar 转换器周围的外部电路也能胜任这一任务,才能确保成功的转换结果。对于 sar 转换器来说,需要特别注意的关键端子是其模拟信号输入端——如果不加以重视,这些输入引脚会产生稳定性问题和电容电荷“反冲”,从而导致转换不准确并延长信号采集时间。
在 sar 转换器应用中,精确控制输入信号的解决方案在于运算放大器(运放)的驱动。如搭配适当的输出电阻和电容值,这些器件就是高分辨率、16 位和 20 位 sar 转换器系统的高精度稳健解决方案的基础。
本文将简要讨论实现稳定准确的 sar adc 转换的相关问题。然后,介绍一款合适的运放来驱动 sar adc,并说明如何实现必要的输入驱动电路。我们将以 analog devices 的解决方案为例进行说明。
sar adc 输入电路
sar adc 驱动电路具有将 adc 与其信号源隔离的运算放大器(a1 和 a2)(图 1)。在该电路中,rext 通过“隔离”放大器的输出级与 adc 容性负载(cin+ 和 cin-)和 cext 隔离来保持稳定。cext 和 cref 为 adc 提供了一个近乎完美的输入源,可以吸收来自 in+、in- 和 ref 输入端子的开关电荷注入。输入端子 (in+, in-) 在转换器的采集期间跟踪输入信号 (vsig+, vsig-) 的电压,为 adc 输入采样电容 cin+ 和 cin- 充电。
以 analog device 的 ad7915 (16 位)和 ad4021(20 位)sar adc 为例观察 adc 内部,可以看到该器件使用了电荷再分配数模转换器 (dac)。容性 dac 有两个相同的二元加权电容阵列。这两个电容阵列连接非反相和反相比较器输入端(图 2)。
在采集阶段,输入端(in+ 和 in-)切换到电容阵列。此外,sw+ 和 sw- 闭合,将最小有效位 (lsb) 电容与地 (gnd) 相连。在这种状态下,电容阵列成为采样电容,采集 in+ 和 in- 模拟信号。采集阶段结束后,控制逻辑(右侧)的 cnv 输入变为高电平,启动转换阶段。
转换阶段开始时,先断开 sw+ 和 sw-,将两个电容阵列切换到 gnd。在这种配置下,捕获的 in+ 和 in- 差分电压会导致比较器变得不平衡。电荷再分配 dac 在 gnd 和 ref 之间有条不紊地将电容器阵列的每个元件从最重要的位 (msb) 切换到 lsb。比较器输入按二元加权电压步长来变化 (vref/2n-1, vref/2n-2.。.vref/4, vref/2)。控制逻辑将开关从 msb 切换为 lsb,使得比较器回到平衡状态。这个过程结束后,adc 返回采集阶段,控制逻辑产生 adc 输出代码。
输入电荷注入、电路稳定性和驱动 ad7915 adc
转换过程的关键是获取准确的输入信号电压。当驱动放大器准确地向输入电容器 cin+ 和 cin- 进行充电时,adc 数据转换过程就会顺利进行,同时保持稳定,直至 adc 采集时间结束。对设计者来说,问题在于 adc 的输入端引入了一个电容 (cin+, cin-) 以及需要驱动放大器进行管理的开关噪声或“反冲”电荷注入。
放大电路 bode plot 可以快速估算电路稳定性。bode plot 工具可以近似地描述放大器的开环和系统闭环增益传递函数的大小(图 3)。
y 轴量化了放大器电路的开环增益 (aol) 和闭环增益 (acl),其中放大器的 aol 曲线从 130 分贝 (db) 开始,闭环增益 acl 等于 0db。沿 x 轴的单位以对数形式量化了从 100 赫兹 (hz) 到 1 千兆赫兹 (ghz) 的开环和闭环增益频率。
在图 3 中,放大器在大约 220hz (fo) 时的直流开环增益以 -20db/ 十倍频程的速度从 130db 下降。随着频率的增加,这种衰减在持续并在大约 180 兆赫兹 (mhz) 时跨过 0db。由于这条曲线表示单极系统,所以分频器频率 fu 等于单位增益稳定放大器的增益带宽乘积 (gbwp)。该图代表一个稳定的系统,因为 aol 和 acl 的截止率是 20db/ 十倍频程。
加入 rext 和 cext 以及 sar adc 后,通过创建系统零点和极点来修改放大器电路(图 4)。该系统包括一个 16 位、每秒 1 兆次 (msps) 的 ad7915 差分 pulsar adc 和一个 180 mhz、轨至轨输入 / 输出 ada4807-1 放大器,该器件由 analog devices 提供。由于存在 30 皮法 (pf)(典型值)的 adc 输入电容负载,放大器和 adc 的组合需要 rext。该电路还需要 cext 作为充电筒,在 adc 输入端提供足够的电荷,以准确匹配输入电压。
如图 4 所示,由于电路在初始采集时 adc 的电容负载和 adc 的开关电荷注入,有可能发生振荡。rext/cext 放大器输出元件所产生的额外极点和零点保证了系统稳定,所以开环和闭环增益曲线交点大于 20db/ 十倍频程,使相位裕度小于 45°。这种配置与 fp2 和 fz2 一起构成一个不稳定电路。
为避免不稳定,在评估电路中带有 rext 和 cext 的放大器开环增益曲线时,设计人员需要考虑放大器的开环输出电阻 ro 的影响。阻值为 50 欧姆 (w) 的 ro 与 rext、cext 的组合通过引入一个极点(fp,公式 1)和一个零点(fz,公式 2)来修正开环响应曲线。ro、rext 和 cext 的值决定了 fp 的转折频率。rext 和 cext 的值决定了零转折频率 fz。
fp 和 fz 的计算结果是:
fp1 = 842 khz
fz1 = 2.95 mhz
其中:ro = 50 w
rext = 20 w
cext = 2.7 纳法拉 (nf)
fp2 = 22.7 mhz
fz2 = 79.5 mhz
其中:ro = 50 w
rext = 20 w
cext = 0.1 nf
上述 fp1 和 fz1 的值使 ad7915 和 ada4807-1 成为一个稳定的系统。
驱动 easy drive ad4021 sar adc
ad7915 的替代产品是 ad4021 20 位 1 msps easy drive sar 转换器。ad4021 器件系列将输入反冲和输入电流显著降低至 0.5 微安 (μa)/msps。easy drive 器件的特点是能降低功耗和信号链复杂性。
ad4021 的模拟输入端采用了能够降低典型开关式电容 sar 输入非线性电荷反冲的电路。因为减少了反冲并延长了采集阶段,因此可以使用较低带宽、较低功率的驱动放大器(图 5)。
减少反冲并延长采集时间,也使得输入电阻电容 (rc) 滤波器中的 rext 电阻值增大,cext 电容相应减小。这种较小的 cext 放大器负载组合提高了稳定性,降低了功耗。
使用单路 5 伏电源的 ad4021 的推荐连接图似乎具有类似电路图。但对放大器的要求降低了,rext/cext(r 和 c)的值更小(图 6)。
图 6 中,基于 sar 的 ad4021 也采用了电荷再分配采样 dac。adc 有一个板载转换时钟和串行时钟。因此,转换过程不需要同步时钟 (sck) 输入。这种时钟配置可以延长采集时间,通过为输入信号提供更长的时间使其建立至最终值,从而提高精度。
ad7915 和 ad4021 的驱动放大器主要考虑的是噪声,因为放大器 /rext/cext 组合必须从满量程阶跃到 16 位水平 (0.0015%, 15ppm) 的 ad7915,以及 20 位水平 (0.00001%, 1ppm) 的 ad4021。
为了保持 ad7915 和 ad4021 的信噪比( snr) 性能,驱动放大器的噪声必须小于 adc 噪声的三分之一。ad4021 的噪声为 60 微伏有效值 (mvrms),这就要求放大器 /rext/cext 组合的噪声小于 20mvrms。ad4021 的噪声为 31.5 mvrms,这就要求放大器 /rext/cext 组合的噪声小于 10.5 mvrms。
analog devices 的精密 adc 驱动器工具可帮助设计人员快速计算出正确的 rext 和 cext 值。通过选定的驱动器和 adc,该工具可以模拟电路的建立时间、噪声和失真行为。
结语
sar adc 将继续在超高速数据采集、工业控制和仪器仪表应用中占据主导地位。然而,我们需要考虑这类器件的外部输入电路——驱动放大器和输入滤波器,以适应潜在的开关电荷注入和放大器稳定性问题。
大多数 sar 转换器(如 ad7916 和 ad4021)精确控制输入信号的解决方案都依赖运放驱动器,如本示例中的 ada4807-1。如图所示,这类器件在适当的输出电阻和电容值的支持下形成一个坚实的基础,然后在此基础上建立一个高精度、稳健、高分辨率、16 位或 20 位 sar 转换器系统。
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