LED恒流驱动芯片的滞环控制电路
1 引言
设计了一款降压型l ed 恒流驱动芯片的滞环控制电路。 该芯片采用高边电流检测方案，运用滞环电流控制方法对驱动电流进行滞环控制，从而获得恒定的平均驱动电流。 设计采用简单的设计理念实现恒流驱动，不需要复杂的电路分析，能实现精确的电流控制，且自身具有稳定性。
2 电路设计与原理分析
2. 1 滞环控制原理
滞流控制模块应用如图1 所示，l ed 驱动电流的变化反应在检测电阻rsense两端的压差变化上。 本设计中，检测电阻设为0. 5ω ,较小的检测电阻有利于降低功耗和保持较高的转换效率。 滞环电流控制模块内部自建两个电压阈值，检测电压vcs与阈值电压进行比较，比较结果和dim 调光信号相与来控制功率开关管的通断。
图1 滞流控制模块应用图示
使用pwm 调光， 在减少电流占空周期内给l ed 提供完整电流， 例如要将亮度减半， 只需在50 %的占空周期内提供完整的电流。 通常pwm 调光信号的频率会超过100hz ,以确保这个脉冲电流不会被人眼所察觉。
滞流控制模块内部电路如图2 所示，当dim 信号为高电平期间，当vcs 大于上电压阈值时，控制电路输出低电平，关闭功率开关管。 由led、电感l 、续流二极管d 和rsense组成的回路使得电感继续为l ed 提供电流，电感电流逐渐减小，使得检测电压vcs 随之减小;当vcs 小于下阈值电压时，控制电路输出高电平，导通功率开关管，此时d 截止，形成从电源经rsense、l ed、l 和功率开关管到地的回路，电源为电感l 充电，电感电流上升，检测电压vcs随之升高。 vcs 大于上电压阈值时，控制电路关断开关管，重复上个周期的动作，这样就完成了对l ed驱动电流的滞环电流控制，使得流过l ed 的驱动电流，也就是电感电流的平均值恒定。
图2 滞流控制模块内部模块
2. 2 滞环比较电压产生电路
4. 5v~28v 的输入电压经调整转换为5v 的恒定电压vcc 为后续电路供电。 如图3 所示，a 点电位受运算放大器钳制，将等于参考电压1. 2v ,假设输出v out 为高电平，则m2 导通，流过m1 的电流为im1 = v ref / r2 ,b 点的电压为v bl = v in - im1 r1 ;当v out为低电平，m2 截止，流过m1 的电流变为i′m1= v ref / ( r2 + r3 ) ,b 点电压升高为v bh = v in -i′m1 r1 ,所以b 点电压的变化为δv b = v bh - v bl= v ref r1 r3/ r2 ( r2 + r3) ,这意味着v out由高电平变成低电平时在b 点产生的一个滞环电压，可见该滞环电压与输入电压无关，只由参考电压v ref和电阻大小决定，通过选择各电阻的阻值便可设定滞环电压的大小。
图3 滞流比较电压产生电路
2. 3 运放实现电路
以上分析可知运算放大器起着重要作用，其必须具有较高的增益，才能使a 点电压精确跟随参考电压，从而准确设定b 点电平和滞环电压大小。 另外由于v out的变化频率与系统开关频率相同(系统的最大开关频率约为2mhz) ,使得流过m1 的电流也相同频率在im1和i′m1之间快速切换，所以运放的单位增益带宽须大于系统的最大开关频率。 设计的运放结构如图4 所示，采用折叠式输入结构，可以获得较大的共模输入电压范围。
由运放的频率特性仿真图5 可知，增益达到84. 266db ,相位裕度108°，单位增益带宽约12mhz ,满足电路要求。
图4 运放实现电路
图5 运放频率特性仿真
2. 4 平均驱动电流
设定
运放将点a 电位钳位于带隙电压基准上。 由m7 - m8 、m6 - m9 组成的级联电流镜将偏置电流i1 镜像到m8 - m9 - r5 所在支路，所以compara2tor 模块的一个输入端电压v n 保持一定，另一输入端电压v p 将跟随检测电压v cs变化。 当比较器输出v out为高电平(开关管导通) 时，b 点电压为vbl 即下限阈值检测电压v csmin ,当v cs下降到此阈值时，由m6~m11 组成的对称电路结构使流过r5 、r6的电流相等，此时v n = v p . 若v cs < v csmin ,即v p< v n ,比较器翻转，输出v out为低电平。 当v out变至低电平后，m2 截止，b 点电压将变为v bh , v bh即是上限阈值电压v csmax ,流过l ed 的平均驱动电流是
由b 点平均电压设定：
滞环电流范围：
上式决定了驱动电流的纹波大小。
3 仿真结果分析
文中电路采用0. 5μm 5v/ 18v/ 40v cdmos工艺，用hspice z - 2007. 03 进行仿真。 在脉冲宽度为200μs、周期为300μs 的dim 信号和v in = 12v(典型值) 的共同作用下，仿真结果如图6 所示。
图6 vin = 12v 时的电路仿真
分别在v in = 2. 5v , v in = 28v 的情况下，再次对l ed 驱动电流进行仿真，三次仿真数据结果分别如表1 所示。
表1 三种输入电压情况下的驱动电流
在v in = 12v 时，对led 驱动电流进行温度特性仿真，三次仿真波形结果分别如表2 所示。 可以看出，芯片的温度特性较好。
表2 vin = 12v 情况下三种环境温度下的驱动电流
由于系统的固定延时τ对电流的纹波存在影响，实际的驱动电流峰值是imax +τoff di/ dt , 电流谷值是imin - τon di/ dt ,τoff 为从驱动电流大于设定值到功率开关关闭的系统延时，τon 为从驱动电流小于设定值到功率开关导通的系统延时， di/ dt 是电感电流变化率。 则电感若取较大值，对驱动电流平均值影响不大，但可以减小电流纹波， 反之， 这是以增加外部电感体积为代价的。
电路可达很高的效率， 一方面检测电阻中的功耗
会导致电源功率耗散，但本设计中rsense = 0. 5ω，则prsense 相当小，另一方面，系统效率定义为led 消耗的功率与电源提供的功率之比， 即η = pled/ ppower. 其中， ppower =v in3 ivin , pled = v led*
,从仿真可知， ivin 的平均值远远小于
, 所以系统的效率可以达到非常高。
4 结束语
文中设计了一款适用于降压型l ed 恒流驱动芯片的滞环控制电路。 采用高边电流检测方案，运用滞环电流控制方法对驱动电流进行滞环控制，从而获得恒定的平均驱动电流，通过调节外部检测电阻，可调节恒定l ed 驱动电流。 芯片采用015μm 5v/18v/ 40v cdmos 工艺，电源电压范围为4. 5v~28v ,可为l ed 提供约恒定的350ma 驱动电流，温度特性- 40 ℃~125 ℃，可达到相当高的效率。 当v in从4. 5v 变化到28v 时，平均驱动电流变化22ma ,最大恒流精度为6. 2 %.
选择需要的磁盘存储阵列级别
示波器高压差分探头调节注意事项
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LED恒流驱动芯片的滞环控制电路
液晶面板TN的和TFT的区别
Docker-compose常用的解决方法
100MHz至40GHz RMS功率检波器 具1dB准确度和35dB动态范围
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设计了一款降压型l ed 恒流驱动芯片的滞环控制电路。 该芯片采用高边电流检测方案，运用滞环电流控制方法对驱动电流进行滞环控制，从而获得恒定的平均驱动电流。 设计采用简单的设计理念实现恒流驱动，不需要复杂的电路分析，能实现精确的电流控制，且自身具有稳定性。
2 电路设计与原理分析
2. 1 滞环控制原理
滞流控制模块应用如图1 所示，l ed 驱动电流的变化反应在检测电阻rsense两端的压差变化上。 本设计中，检测电阻设为0. 5ω ,较小的检测电阻有利于降低功耗和保持较高的转换效率。 滞环电流控制模块内部自建两个电压阈值，检测电压vcs与阈值电压进行比较，比较结果和dim 调光信号相与来控制功率开关管的通断。
图1 滞流控制模块应用图示
使用pwm 调光， 在减少电流占空周期内给l ed 提供完整电流， 例如要将亮度减半， 只需在50 %的占空周期内提供完整的电流。 通常pwm 调光信号的频率会超过100hz ,以确保这个脉冲电流不会被人眼所察觉。
滞流控制模块内部电路如图2 所示，当dim 信号为高电平期间，当vcs 大于上电压阈值时，控制电路输出低电平，关闭功率开关管。 由led、电感l 、续流二极管d 和rsense组成的回路使得电感继续为l ed 提供电流，电感电流逐渐减小，使得检测电压vcs 随之减小;当vcs 小于下阈值电压时，控制电路输出高电平，导通功率开关管，此时d 截止，形成从电源经rsense、l ed、l 和功率开关管到地的回路，电源为电感l 充电，电感电流上升，检测电压vcs随之升高。 vcs 大于上电压阈值时，控制电路关断开关管，重复上个周期的动作，这样就完成了对l ed驱动电流的滞环电流控制，使得流过l ed 的驱动电流，也就是电感电流的平均值恒定。
图2 滞流控制模块内部模块
2. 2 滞环比较电压产生电路
4. 5v~28v 的输入电压经调整转换为5v 的恒定电压vcc 为后续电路供电。 如图3 所示，a 点电位受运算放大器钳制，将等于参考电压1. 2v ,假设输出v out 为高电平，则m2 导通，流过m1 的电流为im1 = v ref / r2 ,b 点的电压为v bl = v in - im1 r1 ;当v out为低电平，m2 截止，流过m1 的电流变为i′m1= v ref / ( r2 + r3 ) ,b 点电压升高为v bh = v in -i′m1 r1 ,所以b 点电压的变化为δv b = v bh - v bl= v ref r1 r3/ r2 ( r2 + r3) ,这意味着v out由高电平变成低电平时在b 点产生的一个滞环电压，可见该滞环电压与输入电压无关，只由参考电压v ref和电阻大小决定，通过选择各电阻的阻值便可设定滞环电压的大小。
图3 滞流比较电压产生电路
2. 3 运放实现电路
以上分析可知运算放大器起着重要作用，其必须具有较高的增益，才能使a 点电压精确跟随参考电压，从而准确设定b 点电平和滞环电压大小。 另外由于v out的变化频率与系统开关频率相同(系统的最大开关频率约为2mhz) ,使得流过m1 的电流也相同频率在im1和i′m1之间快速切换，所以运放的单位增益带宽须大于系统的最大开关频率。 设计的运放结构如图4 所示，采用折叠式输入结构，可以获得较大的共模输入电压范围。
由运放的频率特性仿真图5 可知，增益达到84. 266db ,相位裕度108°，单位增益带宽约12mhz ,满足电路要求。
图4 运放实现电路
图5 运放频率特性仿真
2. 4 平均驱动电流
设定
运放将点a 电位钳位于带隙电压基准上。 由m7 - m8 、m6 - m9 组成的级联电流镜将偏置电流i1 镜像到m8 - m9 - r5 所在支路，所以compara2tor 模块的一个输入端电压v n 保持一定，另一输入端电压v p 将跟随检测电压v cs变化。 当比较器输出v out为高电平(开关管导通) 时，b 点电压为vbl 即下限阈值检测电压v csmin ,当v cs下降到此阈值时，由m6~m11 组成的对称电路结构使流过r5 、r6的电流相等，此时v n = v p . 若v cs < v csmin ,即v p< v n ,比较器翻转，输出v out为低电平。 当v out变至低电平后，m2 截止，b 点电压将变为v bh , v bh即是上限阈值电压v csmax ,流过l ed 的平均驱动电流是
由b 点平均电压设定：
滞环电流范围：
上式决定了驱动电流的纹波大小。
3 仿真结果分析
文中电路采用0. 5μm 5v/ 18v/ 40v cdmos工艺，用hspice z - 2007. 03 进行仿真。 在脉冲宽度为200μs、周期为300μs 的dim 信号和v in = 12v(典型值) 的共同作用下，仿真结果如图6 所示。
图6 vin = 12v 时的电路仿真
分别在v in = 2. 5v , v in = 28v 的情况下，再次对l ed 驱动电流进行仿真，三次仿真数据结果分别如表1 所示。
表1 三种输入电压情况下的驱动电流
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电路可达很高的效率， 一方面检测电阻中的功耗
会导致电源功率耗散，但本设计中rsense = 0. 5ω，则prsense 相当小，另一方面，系统效率定义为led 消耗的功率与电源提供的功率之比， 即η = pled/ ppower. 其中， ppower =v in3 ivin , pled = v led*
,从仿真可知， ivin 的平均值远远小于
, 所以系统的效率可以达到非常高。
4 结束语
文中设计了一款适用于降压型l ed 恒流驱动芯片的滞环控制电路。 采用高边电流检测方案，运用滞环电流控制方法对驱动电流进行滞环控制，从而获得恒定的平均驱动电流，通过调节外部检测电阻，可调节恒定l ed 驱动电流。 芯片采用015μm 5v/18v/ 40v cdmos 工艺，电源电压范围为4. 5v~28v ,可为l ed 提供约恒定的350ma 驱动电流，温度特性- 40 ℃~125 ℃，可达到相当高的效率。 当v in从4. 5v 变化到28v 时，平均驱动电流变化22ma ,最大恒流精度为6. 2 %.
选择需要的磁盘存储阵列级别
示波器高压差分探头调节注意事项
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