如何解决满足SOC的最佳方法？
简 介
为了满足系统芯片(soc)中通讯收发器中宽带信号处理的要求，选择模拟前端(afe) ip及其组件(模数转换器 (adc)、数模转换器(dac)和锁相环路(pll))十分复杂。优化各组件性能要求是避免额外功耗(超过指标要求)或 系统性能损失的关键。
afe ip组件一般从其电气特性方面说明，而系统设计师则用不同的指标体系评价系统性能。因此，系统设计师必 须理解afe ip组件的电气规格以及它们影响系统总体性能的方式。
这本白皮书描述了一种判断任何指定afe的电气特性是否适合目标应用的简化方法，如无线或有线连接环境中的 宽带信号收发器、蜂窝通讯和数字电视及无线电广播。此外，这本白皮书还图解说明了一种研究不同组件相对性 能与工作模式之间取舍、从而找到性能、功耗、面积和成本最佳的soc的方法。
模拟前端 在宽带信号收发器soc中，afe把模拟信号转换为需要进一步数字处理的数字域，对于模拟传输过程则刚好相 反。afe还作为数字soc与模拟rf收发器芯片之间的模拟通讯接口。
图1表示数字基带新ip中的afe实例。这个afe之间包括：
接收路径中的一个或多个双通道(iq) adc
发射路径中的一个或多个双通道(iq) dac
一个为afe中所有数据转换器产生取样时钟的 pll
其他组件，如辅助和内务功能用的通用adc和dac
afe规格挑战 发射信号使用复杂调制方法的通讯系统如正交频分复用(ofdm)， 其对性能的要求通常用误差矢量幅度(evm)参数来定义。
ofdm调制是在非理想信道上传递数据使用的一种有效和可靠的方法，这种信道容易衰减和受无线通讯系统中常见的多路径干扰影响。在ofdm中，数据在多个相隔紧密的正交载波频率上编码，每个载波频率使用正交调幅(qam)方案调制。
evm参数一般用于衡量数字收发器的质量。当收发器发射特定调制信号时，无论信号来源如何，evm参数是汇集了影响收发器性能的所有不同组件贡献大小的一个综合性能参数。evm参数表示星座图中每个qam符号位置相对于其理想位置的偏差。图2给出了一个qam16调制实例。
图2左侧表示evm较高的理想星座(每个黑色圆点代表一个符号)。右侧表示evm较低的真实不完美星座，其中符号(灰色圆点)在一个较大区域中扩散。如果灰色区域是分离的，那么就能解调。如果它们互相重叠，就会出现解调错误。
另一方面，afe的电气性能经常通过参照其组件的本征特性来定义，如：
adc和dac的信噪比(snr)、谐波失真、无杂散动态范围(sfdr)、i&q匹配
pll的相位噪声、长期抖动、频率精度
这些本征特性是针对具体每个组件的，传统上使用单音信号或最多几个音信号获得。所以，调制信号的特性没有考虑在内。
为了确认afe(及其组件)性能是否符合具体系统要求，系统设计师必须使用afe电气规格确定afe系统级性能(如evm贡献)，同时考虑信号特点和很多其他因素。
不幸的是，这种分析十分复杂且难以理解，因为影响它的因素很多。不过，只要作出几个假设，就可以在系统上实现这种分析的简化方法,而通常高斯噪声源是影响系统性能的主要因素。
对于具有这种特点的系统，总snr与evm关系密切：
因此，只要确定afe对总系统snr的贡献就足以确认afe性能是否满足系统要求。
afe性能贡献 以下部分将讨论一种确定afe性能对收发器总体snr性能贡献大小的方法。这种方法考虑了被处理信号的关键特性(输入信号带宽和振幅、调制方案)和afe之间的性能(adc snr、pll时钟抖动等)。
尽管这里讨论的方法以adc(接收)影响为主，但同样适合dac(发射)。
adc snr规格(snrnyq)是确定afe对系统evm贡献的起点。snrnyq规格(数据转换器本征snr)是指信号功率(假设信号是满幅纯正弦波)与adc所有噪声贡献功率之比。它包括热噪声和在完整adc奈奎斯特带上积分的量化噪声。
不过，考虑信号特点，如信号带宽和输入信号振幅以及pll时钟的贡献，就能改善转换器有效snr。
输入信号带宽 运用现代频域数字信号处理技术解调adc输出上的信号。不过，通常我们只考虑具有关注带内的信号成分，从而有效滤除所有带外噪声成分。
提高数据转换器snr性能的一个简单办法是通过一个更大的频谱分散它产生的总噪声功率，藉此增大转换器采样率，超过最小奈奎斯特极限。这降低了任何指定频带上的噪声功率密度，从而提高了snr(当只考虑带内信号时)。如图3所示，这种方法称过采样。
右侧上的adc使用的采样率比左侧adc使用的采样率高，因此落入关注频带内的总噪声(用数字滤波器识别)较小，而有效转换器snr较大。
其中fs是采样频率，bw是信号带宽(单位均为hz)。例如，采样频率每翻一倍，snr提高3 db [1]。
过采样简化了adc输入上的模拟抗混叠滤波器，或dac输出上的重建滤波器。这由于信号镜像位于采样频率倍数居中位置、具有较宽频率区间而容易滤波。
图4表示信号受fs/2数倍以外频率中其他信道反射信号镜像影响的实例。这些反射(或混叠)信号镜像落入带内，因此无法在数字域滤波。
为了避免这种反射，必须在adc前面引入抗混叠滤波器，削弱fs/2以外的任何分量。较高的fs/2带宽简化了抗混叠滤波器。
紫色形状为实际信号，绿色形状是fs周围信号的反射图像。
输入信号振幅 影响数据转换器本征噪声的主要因素是量化噪声和热噪声，一般假设为具有均匀功率分布的白色噪声。这些噪声分量的功率通常与信号幅度无关。因此，信号幅度的任何减小(回退)都会导致有效snr减小。
在通讯系统中，信号经常使用峰均比(par)较大的复杂调制方案。为了饱和一个可能导致信号削波、较高失真和带外功率的adc，该信号必须回退(衰减)，使得信号峰值落入adc满幅范围内。
可能需要额外回退，以防因在不理想信道上传递的正常信号强度变化而导致饱和，或者要考虑在adc输入前可能尚未完全过滤的相邻信道的强度。
信号回退的实施量要考虑以下因素：
是否存在没有适当过滤的强带外信号
没有得到收发器自动增益控制补偿的无线电信号的变化
模拟信号链中与制程-电压-温度(pvt)变化有关的增益不准确
确定pll时钟抖动的贡献 现在我们来看一下pll时钟抖动造成的采样时间不确定性如何也会影响数据转换器snr性能。
时钟抖动对snr的贡献用以下公式估算：
width=600>
其中bw是信号带宽(单位hz) [3]。
如果存在强带外干扰，采样时钟相位噪声还会影响系统性能。图7中，调制到带外干扰中的相位噪声进入关注信号带内部，因此无法被过滤，即使带外干扰本身已在数字域中被过滤掉。
强带外干扰，如果没有衰减的话，可能产生严重的系统性能影响，因为：
为避免adc输入饱和而对该信号强加巨大的回退衰减
为避免snr下降而强加额外的时钟抖动约束
其他错误来源 现代解调架构一般实现直接的解调方案。在这些架构中，i、q通道之间的任何增益、相位或偏移失配都会影响总snr下降。内置校准算法通常可以把这些影响降低到可管理的水平。出于snr预算考虑，我们增加~1到2 dbsnr裕量，以考虑snr上校准失配的残留影响。
计算afe性能贡献 以下步骤和公式汇总了确定afe对系统级snr总贡献的程序。
高性能afe是其evm仅对总收发器性能具有边缘影响的afe。0.5到0.7 db的影响通常是可接受的。
对wifi 802.11ac收发器上的afe运用这种方法
为了应用这些计算，考虑一个信号使用160 mhz bw进行ofdm调制且每个副载波使用qam256调制方案调制的传 输系统(与wifi 802.11ac收发器相似)。此外，考虑零中频解调方案的实现。
这种情况下，在i和q adc输入上得到的基带正交调制信号分别有80 mhz的信道带宽。
进一步假设afe的以下特性：
adc snr = 62 db (snrnyq)
adc采样率 = 160 msps (fs)
时钟长期抖动 = 8 ps-rms (σltj)
ofdm信号峰均比 = 12 db (par)
信号回退 = 10 db (ibo)
adc信号bw = 80 mhz (bw)
那么，该afe的总snr为：
snrj = 52.7 db
snradc = 43.0 db
snrtotal = 42.6 db
此例中，解调qam256信号的evm要求在-33.8 db的数量级上(需要的snr为33.8 db)。与需要的snr之间存在~8.8 db的裕量，导致总系统性能的可接受下降只有0.6 db。
类似的snrtotal可以用具有以下特性的afe达到：
adc snr = 66 db (snrnyq)
时钟长期抖动 = 20 ps-rms (σltj)
因此，可以用adc性能抵消时钟抖动来实现相同的目标。
结论 使用本白皮书中描述的方法，系统设计师可以快速判断任何指定afe是否满足其目标应用的需要，包括无线或有线连 接环境中的宽带信号收发器、蜂窝通讯和数字电视及无线电广播。使用这种方法，系统设计师可以快速评估系统中 afe性能的影响并搞清楚它是否符合其soc要求，从而避免过高的规格和功耗。此外，设计师还能快速评估不同替代 方案和配置的折衷，从而找到适合soc的最优性能、功耗、面积和成本。
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接收路径中的一个或多个双通道(iq) adc
发射路径中的一个或多个双通道(iq) dac
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其他组件，如辅助和内务功能用的通用adc和dac
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另一方面，afe的电气性能经常通过参照其组件的本征特性来定义，如：
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因此，只要确定afe对总系统snr的贡献就足以确认afe性能是否满足系统要求。
afe性能贡献 以下部分将讨论一种确定afe性能对收发器总体snr性能贡献大小的方法。这种方法考虑了被处理信号的关键特性(输入信号带宽和振幅、调制方案)和afe之间的性能(adc snr、pll时钟抖动等)。
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其中fs是采样频率，bw是信号带宽(单位均为hz)。例如，采样频率每翻一倍，snr提高3 db [1]。
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为了避免这种反射，必须在adc前面引入抗混叠滤波器，削弱fs/2以外的任何分量。较高的fs/2带宽简化了抗混叠滤波器。
紫色形状为实际信号，绿色形状是fs周围信号的反射图像。
输入信号振幅 影响数据转换器本征噪声的主要因素是量化噪声和热噪声，一般假设为具有均匀功率分布的白色噪声。这些噪声分量的功率通常与信号幅度无关。因此，信号幅度的任何减小(回退)都会导致有效snr减小。
在通讯系统中，信号经常使用峰均比(par)较大的复杂调制方案。为了饱和一个可能导致信号削波、较高失真和带外功率的adc，该信号必须回退(衰减)，使得信号峰值落入adc满幅范围内。
可能需要额外回退，以防因在不理想信道上传递的正常信号强度变化而导致饱和，或者要考虑在adc输入前可能尚未完全过滤的相邻信道的强度。
信号回退的实施量要考虑以下因素：
是否存在没有适当过滤的强带外信号
没有得到收发器自动增益控制补偿的无线电信号的变化
模拟信号链中与制程-电压-温度(pvt)变化有关的增益不准确
确定pll时钟抖动的贡献 现在我们来看一下pll时钟抖动造成的采样时间不确定性如何也会影响数据转换器snr性能。
时钟抖动对snr的贡献用以下公式估算：
width=600>
其中bw是信号带宽(单位hz) [3]。
如果存在强带外干扰，采样时钟相位噪声还会影响系统性能。图7中，调制到带外干扰中的相位噪声进入关注信号带内部，因此无法被过滤，即使带外干扰本身已在数字域中被过滤掉。
强带外干扰，如果没有衰减的话，可能产生严重的系统性能影响，因为：
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这种情况下，在i和q adc输入上得到的基带正交调制信号分别有80 mhz的信道带宽。
进一步假设afe的以下特性：
adc snr = 62 db (snrnyq)
adc采样率 = 160 msps (fs)
时钟长期抖动 = 8 ps-rms (σltj)
ofdm信号峰均比 = 12 db (par)
信号回退 = 10 db (ibo)
adc信号bw = 80 mhz (bw)
那么，该afe的总snr为：
snrj = 52.7 db
snradc = 43.0 db
snrtotal = 42.6 db
此例中，解调qam256信号的evm要求在-33.8 db的数量级上(需要的snr为33.8 db)。与需要的snr之间存在~8.8 db的裕量，导致总系统性能的可接受下降只有0.6 db。
类似的snrtotal可以用具有以下特性的afe达到：
adc snr = 66 db (snrnyq)
时钟长期抖动 = 20 ps-rms (σltj)
因此，可以用adc性能抵消时钟抖动来实现相同的目标。
结论 使用本白皮书中描述的方法，系统设计师可以快速判断任何指定afe是否满足其目标应用的需要，包括无线或有线连 接环境中的宽带信号收发器、蜂窝通讯和数字电视及无线电广播。使用这种方法，系统设计师可以快速评估系统中 afe性能的影响并搞清楚它是否符合其soc要求，从而避免过高的规格和功耗。此外，设计师还能快速评估不同替代 方案和配置的折衷，从而找到适合soc的最优性能、功耗、面积和成本。
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