MAX16833高压高亮度LED驱动器的拓扑结构和设计过程
本应用笔记详细介绍了max16833高压高亮度led驱动器的分步设计过程。这个过程可以加快原型制作速度，并增加一次性成功的机会。给出了一个典型的设计方案，以及基于设计约束的计算示例。讨论了组件选择的权衡。包括一个电子表格计算器 （xls），以帮助计算外部组件值。本应用笔记重点介绍降压-升压转换器拓扑结构。但是，只要理解基本方程，相同的过程就可以应用于其他拓扑。
介绍
本应用笔记是系列笔记中的第二篇，详细介绍了max16833高压高亮度led驱动器的分步设计过程，以加快原型设计速度，增加一次通过成功的机会。max16833为峰值电流模式控制的led驱动器，能够以几种不同的架构驱动led串：升压、降压-升压、sepic、反激式和高边降压拓扑。本应用笔记第1部分重点介绍降压-升压拓扑。
max16833具有多种特性：调光驱动器设计用于驱动外部p沟道mosfet，极快的pwm电流切换至led，无瞬态过压或欠压，模拟调光，100khz至1mhz之间的可编程开关频率，以及用于频率抖动的斜坡输出或电压基准，用于精确设置led电流，只需很少的外部元件。
对于第 2 部分中的设计示例，以 4a 的恒定电流驱动 1 个 led 串。假设每个led的典型正向压降为3v，动态电阻为0.2ω。还假设led驱动器电路直接由汽车电池供电，其典型电压为12v，但可以在6v至16v之间变化。由于led灯串电压在输入电压范围内，因此选择降压-升压配置。
图1.典型工作电路。
电感器选择（降压-升压）
为了选择合适的电感值，必须首先计算最大占空比：
（公式1）
其中vled是以伏特为单位的led串的正向电压，vd是整流二极管的正向压降（约0.6v），vimin是以伏特为单位的最小输入电源电压，vfet是以伏特为单位的开关mosfet导通时的平均漏源电压（最初假设为0.2v）。
最大占空比和led电流决定了平均电感电流。
（公式2）
峰值电感电流定义如下：
（公式3）
其中 δil是以安培为单位的峰峰值电感电流纹波。
最后，可以计算出最小电感值：
（公式4）
下面是基于引言中概述的设计问题的数值示例。选择电感电流纹波为50%。较低的纹波电流需要更大（通常更昂贵）的电感。更高的纹波电流需要更多的斜率补偿和更大的输入电容。
（公式5）
（公式6）
（公式7）
（公式8）
确定最小电感值后，必须选择接近l的实际电感值最低尽可能不下水。使用所选电感值重新计算峰值电感电流和纹波。这些数字对于以后的其他计算是必需的。
l实际= 8.2μh （公式9）
（公式10）
（公式11）
确保所选电感的额定电流高于ilp.通常，电感峰值电流使用20%裕量。
开关场效应管选择
选择额定承受最大输出电压的开关 mosfet。
vds = (vled + vinmax + vd) × 1.2 （公式12）
保证金包括系数 1.2。
开关 mosfet 的额定值也必须能够处理最大 rms 电流。
（公式13）
我在哪里数字版权管理系统是开关 mosfet 的漏极有效值电流，单位为安培。
整流二极管选择
整流二极管可能是导致整体功率损耗的主要原因。选择具有低正向压降的肖特基二极管，该二极管的额定值可处理平均led电流。
id = ilavg × (1 - dmax) × 1.2 （公式14）
保证金包括系数 1.2。
此外，请确保肖特基二极管的反向电压额定值比 （v发光二极管+ v英马克斯），二极管两端的最大预期反向电压。
调光场效应管选择
选择在工作温度比 led 电流高 30% 时具有连续额定电流的调光 mosfet。调光 mosfet 的漏源电压额定值必须比 v 高 20%发光二极管.
输入电容选择
在降压-升压转换器中，输入电流是连续的（假设输出电容接地;参见输出电容连接部分），因此rms纹波电流很低。大容量电容和esr都会影响输入纹波。假设大容量电容和esr的纹波贡献相等，如果铝电解电容和陶瓷电容器并联使用。如果仅使用陶瓷电容器，则大部分输入纹波来自大容量电容（因为陶瓷电容器具有非常低的esr）。使用公式15和16计算最小输入大容量电容和最大esr：
（公式15）
其中 δvq_in是电容放电引起的输入纹波部分。
（公式16）
其中 δvesr_in是esr引起的输入纹波。
假设可以容忍最大120mv的输入纹波（v的2%）英明).此外，假设该输入纹波的95%来自大容量电容。如果实际组件不容易获得计算值，则可能需要重新考虑此假设。根据规定的设计规格，输入电容的计算方法如下：
（公式17）
（公式18）
并联使用两个 4.7μf 电容器，以实现 7.5μf 的最小大容量电容。确保所选电容器在工作电压下满足最小大容量电容要求（电容会随着陶瓷电容器电压的变化而大幅降低）。
输出电容器选择
输出电容器的目的是在开关 mosfet 导通时减小 led 的输出纹波和源电流。大容量电容和esr都会影响总输出电压纹波。如果使用陶瓷电容器，大部分纹波来自大容量电容。使用公式19计算所需的大容量电容：
（公式19）
其中 δvq_out是电容器放电引起的输出纹波部分。
剩余纹波，δvesr_out，来自输出电容esr，其计算公式如下：
（公式20）
要确定允许的总输出纹波，请将允许的led电流纹波乘以led串的动态阻抗。led的动态阻抗定义为工作led电流下的δv/δi，可通过led数据手册中的i-v曲线确定。如果led数据手册中未提供i-v曲线，则必须手动测量。
并联使用多个陶瓷电容器，以降低大容量输出电容的有效esr和esl。
在pwm调光期间，陶瓷输出电容可能会产生一些可闻噪声。为了降低这种噪声，将电解电容器或钽电容器与陶瓷电容器结合使用，以提供所需的大部分大容量电容。也可以使用低噪声陶瓷电容器。1
假设最大 led 电流纹波为 0.1 × i发光二极管.此外，假设所选 led 的动态阻抗为 0.2ω（0 个 led 串的总阻抗为 8.4ω）。然后按如下方式计算总输出电压纹波：
voutripple = 0.1a × 0.8ω = 80mv （公式21）
假设大容量电容的纹波贡献为95%，输出电容的计算公式如下：
（公式22）
（公式23）
并联使用三个 10μf 电容器和一个 4.7μf 电容器，以实现 30μf 的最小输出电容。 确保所选电容器在工作电压下满足最小大容量电容要求（电容会随着陶瓷电容器电压的变化而大幅降低）。
过压保护
如果 led 开路，转换器会尝试增加输出电压以达到所需的 led 电流。这意味着输出电压可能接近不安全的水平。提供ovp输入以检测过压情况并限制输出电压。如果 v过压保护超过1.23v，ndrv强制低电平，直到v过压保护放电至1.16v。
对于降压-升压配置，输出电压等于输入电压加上led电压。五世ov选择的跳变点应高于正常工作期间预期的最大输出电压。
vov > vinmax + vledmax （公式24）
（公式25）
对于此设计示例，假设 vov需要 42v。选择 rovp2为10kω，则
（公式26）
电流检测
max16833为电流模式控制的led驱动器，这意味着电感电流和led电流的信息被反馈到环路中。
led 电流感应
led 电流由串联高边检流电阻器或施加到 ictrl 输入端的电压进行设置。
如果 victrl > 1.23v，则内部基准将rcs_led两端的电压调节至 200mv（visense+ - visense-）。因此，检流电阻rcs_led设置led电流。
（公式27）
如果 victrl0db（和足够的相位裕量）的相移小于180°。通过增加左半平面（lhp）极点，环路增益可以在大约1/5 fzrhp时滚降到0db，并且可以避免rhp零点引起的不稳定。误差放大器必须进行补偿，以确保在所有预期的工作条件下变化下的环路稳定性。最坏情况下的 rhp 零频率计算如下：
(eq. 40)
开关转换器的输出端还有一个极点。输出极点fp2的计算公式如下：
(eq. 41)
其中，cout是上面计算的大容量输出电容，rout是有效输出阻抗。
(eq. 42)
其中 rled 是 led 串在工作电流下的动态阻抗，单位为欧姆。
通过从 comp 到 sgnd 添加串联电阻和电容（rcomp 和 ccomp）来补偿环路。rcomp设置交越频率，ccomp设置积分器零频率。为获得最佳性能，请使用以下公式：
(eq. 43)
（公式44）
ccomp和误差放大器的输出阻抗根据以下公式设置主极点频率：
（公式45）
假设 routea 比 rcomp 大得多。max16833数据资料中未指定routea，但可以根据误差放大器的跨导和开环增益计算得出。首先，将75db的开环增益从分贝转换为伏特/伏特。
（公式46）
然后routea可以按如下方式计算：
（公式47）
以下设计示例：
（公式48）
（公式49）
（公式50）
（公式51）
最接近的标准电阻值为82ω。
（公式52）
最接近的标准电容值为0.47μf。
（公式53）
环路响应和相位裕量
我们可以近似相位裕量（φm） 如下：
（公式54）
通过将交越频率设置为 f 的 1/5中联，将积分器零 （f子） 在 f 处小二，并假设 f小二远小于 fc，则公式简化为以下内容：
φm = 90° - tan-1(0.2) = 79° （公式55）
图3显示了基于上述外部元件选择的仿真波特图。交越频率为5.5khz，相位裕量为79°。交越频率略低于手动计算值，但完全在预期范围内。
图3.波特图模拟。
计算和仿真环路响应既是设计hb led驱动器原型的好主意，也是重要步骤。但是，在原型组装完成后，还应在实验室中验证环路响应。
使用网络分析仪和变压器将小信号注入环路并测量响应。有关典型的增益和相位测量设置，请参见图4。
图4.用于测量环路增益和相位响应的设置。
交流信号需要注入小电阻上的反馈路径，并在电阻的两侧进行测量。由于该设计已经有一个100ω电阻与isense输入串联，因此无需断开环路。交流信号可以在100ω电阻两端注入。
环路响应应在满载电流下进行，并且没有模拟或pwm调光，因此请确保pwmdim和ictrl在测试期间都很高。此外，测量应以最低预期输入电压进行。
检查以确保网络分析仪测量的交越频率和相位裕量接近计算值。
设计电路以适应多种应用
很多时候，不希望为每个应用进行新设计。如果两个应用之间的差异很小，系统设计人员可以选择在两个应用中使用相同的电路，并接受随之而来的性能权衡。
建议设计人员评估并了解其电路在所有不同条件下的行为。这些条件包括最小和最大输入电压范围、被驱动 led 的最小和最大数量、led 串的阴极是连接到 gnd（升压）还是 in（降压-升压）等。
使用提供的电子表格计算器 （xls），可以轻松插入上述方案，并查看哪一个指示最小组件值。
图5.max16833通用方案，支持升压或降压-升压配置。
输出电容连接
降压-升压led驱动器的输出电容通常从肖特基二极管的阴极连接到pgnd。但是，输出电容也可以从肖特基二极管的阴极连接到v在.图6显示了连接降压-升压led驱动器输出电容的两个选项。选项 a 是标准方法，通常可提供最佳的 emi 性能。但是，由于led阴极连接到输入端，因此led电压容易受到线路瞬态条件的影响。通过在led两端连接输出电容，可以降低线路瞬态脆弱性。选项b的缺点是将输入电流从连续变为不连续，从而增加输入上的电压纹波并损害emi性能。
图6.用于连接降压-升压 led 驱动器输出电容的两种不同选项。
结论
完整的降压-升压led驱动器原理图如图7所示。通过遵循本应用笔记中概述的分步设计流程，可以在项目的调试和测试阶段节省大量时间。
图7.基于示例计算的典型应用电路。
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介绍
本应用笔记是系列笔记中的第二篇，详细介绍了max16833高压高亮度led驱动器的分步设计过程，以加快原型设计速度，增加一次通过成功的机会。max16833为峰值电流模式控制的led驱动器，能够以几种不同的架构驱动led串：升压、降压-升压、sepic、反激式和高边降压拓扑。本应用笔记第1部分重点介绍降压-升压拓扑。
max16833具有多种特性：调光驱动器设计用于驱动外部p沟道mosfet，极快的pwm电流切换至led，无瞬态过压或欠压，模拟调光，100khz至1mhz之间的可编程开关频率，以及用于频率抖动的斜坡输出或电压基准，用于精确设置led电流，只需很少的外部元件。
对于第 2 部分中的设计示例，以 4a 的恒定电流驱动 1 个 led 串。假设每个led的典型正向压降为3v，动态电阻为0.2ω。还假设led驱动器电路直接由汽车电池供电，其典型电压为12v，但可以在6v至16v之间变化。由于led灯串电压在输入电压范围内，因此选择降压-升压配置。
图1.典型工作电路。
电感器选择（降压-升压）
为了选择合适的电感值，必须首先计算最大占空比：
（公式1）
其中vled是以伏特为单位的led串的正向电压，vd是整流二极管的正向压降（约0.6v），vimin是以伏特为单位的最小输入电源电压，vfet是以伏特为单位的开关mosfet导通时的平均漏源电压（最初假设为0.2v）。
最大占空比和led电流决定了平均电感电流。
（公式2）
峰值电感电流定义如下：
（公式3）
其中 δil是以安培为单位的峰峰值电感电流纹波。
最后，可以计算出最小电感值：
（公式4）
下面是基于引言中概述的设计问题的数值示例。选择电感电流纹波为50%。较低的纹波电流需要更大（通常更昂贵）的电感。更高的纹波电流需要更多的斜率补偿和更大的输入电容。
（公式5）
（公式6）
（公式7）
（公式8）
确定最小电感值后，必须选择接近l的实际电感值最低尽可能不下水。使用所选电感值重新计算峰值电感电流和纹波。这些数字对于以后的其他计算是必需的。
l实际= 8.2μh （公式9）
（公式10）
（公式11）
确保所选电感的额定电流高于ilp.通常，电感峰值电流使用20%裕量。
开关场效应管选择
选择额定承受最大输出电压的开关 mosfet。
vds = (vled + vinmax + vd) × 1.2 （公式12）
保证金包括系数 1.2。
开关 mosfet 的额定值也必须能够处理最大 rms 电流。
（公式13）
我在哪里数字版权管理系统是开关 mosfet 的漏极有效值电流，单位为安培。
整流二极管选择
整流二极管可能是导致整体功率损耗的主要原因。选择具有低正向压降的肖特基二极管，该二极管的额定值可处理平均led电流。
id = ilavg × (1 - dmax) × 1.2 （公式14）
保证金包括系数 1.2。
此外，请确保肖特基二极管的反向电压额定值比 （v发光二极管+ v英马克斯），二极管两端的最大预期反向电压。
调光场效应管选择
选择在工作温度比 led 电流高 30% 时具有连续额定电流的调光 mosfet。调光 mosfet 的漏源电压额定值必须比 v 高 20%发光二极管.
输入电容选择
在降压-升压转换器中，输入电流是连续的（假设输出电容接地;参见输出电容连接部分），因此rms纹波电流很低。大容量电容和esr都会影响输入纹波。假设大容量电容和esr的纹波贡献相等，如果铝电解电容和陶瓷电容器并联使用。如果仅使用陶瓷电容器，则大部分输入纹波来自大容量电容（因为陶瓷电容器具有非常低的esr）。使用公式15和16计算最小输入大容量电容和最大esr：
（公式15）
其中 δvq_in是电容放电引起的输入纹波部分。
（公式16）
其中 δvesr_in是esr引起的输入纹波。
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（公式17）
（公式18）
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输出电容器选择
输出电容器的目的是在开关 mosfet 导通时减小 led 的输出纹波和源电流。大容量电容和esr都会影响总输出电压纹波。如果使用陶瓷电容器，大部分纹波来自大容量电容。使用公式19计算所需的大容量电容：
（公式19）
其中 δvq_out是电容器放电引起的输出纹波部分。
剩余纹波，δvesr_out，来自输出电容esr，其计算公式如下：
（公式20）
要确定允许的总输出纹波，请将允许的led电流纹波乘以led串的动态阻抗。led的动态阻抗定义为工作led电流下的δv/δi，可通过led数据手册中的i-v曲线确定。如果led数据手册中未提供i-v曲线，则必须手动测量。
并联使用多个陶瓷电容器，以降低大容量输出电容的有效esr和esl。
在pwm调光期间，陶瓷输出电容可能会产生一些可闻噪声。为了降低这种噪声，将电解电容器或钽电容器与陶瓷电容器结合使用，以提供所需的大部分大容量电容。也可以使用低噪声陶瓷电容器。1
假设最大 led 电流纹波为 0.1 × i发光二极管.此外，假设所选 led 的动态阻抗为 0.2ω（0 个 led 串的总阻抗为 8.4ω）。然后按如下方式计算总输出电压纹波：
voutripple = 0.1a × 0.8ω = 80mv （公式21）
假设大容量电容的纹波贡献为95%，输出电容的计算公式如下：
（公式22）
（公式23）
并联使用三个 10μf 电容器和一个 4.7μf 电容器，以实现 30μf 的最小输出电容。 确保所选电容器在工作电压下满足最小大容量电容要求（电容会随着陶瓷电容器电压的变化而大幅降低）。
过压保护
如果 led 开路，转换器会尝试增加输出电压以达到所需的 led 电流。这意味着输出电压可能接近不安全的水平。提供ovp输入以检测过压情况并限制输出电压。如果 v过压保护超过1.23v，ndrv强制低电平，直到v过压保护放电至1.16v。
对于降压-升压配置，输出电压等于输入电压加上led电压。五世ov选择的跳变点应高于正常工作期间预期的最大输出电压。
vov > vinmax + vledmax （公式24）
（公式25）
对于此设计示例，假设 vov需要 42v。选择 rovp2为10kω，则
（公式26）
电流检测
max16833为电流模式控制的led驱动器，这意味着电感电流和led电流的信息被反馈到环路中。
led 电流感应
led 电流由串联高边检流电阻器或施加到 ictrl 输入端的电压进行设置。
如果 victrl > 1.23v，则内部基准将rcs_led两端的电压调节至 200mv（visense+ - visense-）。因此，检流电阻rcs_led设置led电流。
（公式27）
如果 victrl0db（和足够的相位裕量）的相移小于180°。通过增加左半平面（lhp）极点，环路增益可以在大约1/5 fzrhp时滚降到0db，并且可以避免rhp零点引起的不稳定。误差放大器必须进行补偿，以确保在所有预期的工作条件下变化下的环路稳定性。最坏情况下的 rhp 零频率计算如下：
(eq. 40)
开关转换器的输出端还有一个极点。输出极点fp2的计算公式如下：
(eq. 41)
其中，cout是上面计算的大容量输出电容，rout是有效输出阻抗。
(eq. 42)
其中 rled 是 led 串在工作电流下的动态阻抗，单位为欧姆。
通过从 comp 到 sgnd 添加串联电阻和电容（rcomp 和 ccomp）来补偿环路。rcomp设置交越频率，ccomp设置积分器零频率。为获得最佳性能，请使用以下公式：
(eq. 43)
（公式44）
ccomp和误差放大器的输出阻抗根据以下公式设置主极点频率：
（公式45）
假设 routea 比 rcomp 大得多。max16833数据资料中未指定routea，但可以根据误差放大器的跨导和开环增益计算得出。首先，将75db的开环增益从分贝转换为伏特/伏特。
（公式46）
然后routea可以按如下方式计算：
（公式47）
以下设计示例：
（公式48）
（公式49）
（公式50）
（公式51）
最接近的标准电阻值为82ω。
（公式52）
最接近的标准电容值为0.47μf。
（公式53）
环路响应和相位裕量
我们可以近似相位裕量（φm） 如下：
（公式54）
通过将交越频率设置为 f 的 1/5中联，将积分器零 （f子） 在 f 处小二，并假设 f小二远小于 fc，则公式简化为以下内容：
φm = 90° - tan-1(0.2) = 79° （公式55）
图3显示了基于上述外部元件选择的仿真波特图。交越频率为5.5khz，相位裕量为79°。交越频率略低于手动计算值，但完全在预期范围内。
图3.波特图模拟。
计算和仿真环路响应既是设计hb led驱动器原型的好主意，也是重要步骤。但是，在原型组装完成后，还应在实验室中验证环路响应。
使用网络分析仪和变压器将小信号注入环路并测量响应。有关典型的增益和相位测量设置，请参见图4。
图4.用于测量环路增益和相位响应的设置。
交流信号需要注入小电阻上的反馈路径，并在电阻的两侧进行测量。由于该设计已经有一个100ω电阻与isense输入串联，因此无需断开环路。交流信号可以在100ω电阻两端注入。
环路响应应在满载电流下进行，并且没有模拟或pwm调光，因此请确保pwmdim和ictrl在测试期间都很高。此外，测量应以最低预期输入电压进行。
检查以确保网络分析仪测量的交越频率和相位裕量接近计算值。
设计电路以适应多种应用
很多时候，不希望为每个应用进行新设计。如果两个应用之间的差异很小，系统设计人员可以选择在两个应用中使用相同的电路，并接受随之而来的性能权衡。
建议设计人员评估并了解其电路在所有不同条件下的行为。这些条件包括最小和最大输入电压范围、被驱动 led 的最小和最大数量、led 串的阴极是连接到 gnd（升压）还是 in（降压-升压）等。
使用提供的电子表格计算器 （xls），可以轻松插入上述方案，并查看哪一个指示最小组件值。
图5.max16833通用方案，支持升压或降压-升压配置。
输出电容连接
降压-升压led驱动器的输出电容通常从肖特基二极管的阴极连接到pgnd。但是，输出电容也可以从肖特基二极管的阴极连接到v在.图6显示了连接降压-升压led驱动器输出电容的两个选项。选项 a 是标准方法，通常可提供最佳的 emi 性能。但是，由于led阴极连接到输入端，因此led电压容易受到线路瞬态条件的影响。通过在led两端连接输出电容，可以降低线路瞬态脆弱性。选项b的缺点是将输入电流从连续变为不连续，从而增加输入上的电压纹波并损害emi性能。
图6.用于连接降压-升压 led 驱动器输出电容的两种不同选项。
结论
完整的降压-升压led驱动器原理图如图7所示。通过遵循本应用笔记中概述的分步设计流程，可以在项目的调试和测试阶段节省大量时间。
图7.基于示例计算的典型应用电路。
物联网和互联网之间的区别是怎样的
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