使用FAN9673 5kW CCM PFC 控制器的3通道交错式CCM PFC设计指南（下篇）
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交错式升压功率因数校正 (pfc) 转换器可以通过负载均流来提高效率，因此它已成为高功率应用的首选拓扑。通过在多个平衡相位中分担负载电流，可以显著减小每相的 rms 电流应力、电流纹波和升压电感大小。因此，重载效率显著提高，从而允许选择高性价比的功率 mosfet 和升压二极管，并有利于延长电源的使用寿命。
之前我们在上篇中介绍了设计过程的前七步，今天我们将带您继续了解使用 fan9673 的 3 通道交错式 ccm 升压 pfc 的实际设计注意事项，其中包括设计升压电感和输出滤波器、选择元器件、实现平均电流模式控制的过程，然后通过实验性 5 kw 原型转换器验证该设计过程。
第8步 ls 和 gc 设计
图 10. 电感电流在 toff 时的 lpt 函数
图 10 所示的线性预测 (lpt) 函数用于预测电感电流在开关关断区间中的行为。增益变化 (gc) 引脚和 ls 引脚用于调整 lpt 函数的参数。ls 设置仿真电感值，gc 使来自 iac 和 fbpfc 引脚的检测输入和输出电压一致。ls 电阻可以通过下式确定。注意 rls 值需要在 12 ~ 87 kω 范围内。
（公式39）
增益变化用于调整增益调制的输出。电阻值由下式给出：
（公式40）
设计示例 选择 100 μh 的电感。rls 和 rgc 通过下式获得：
（公式41）
（公式42）
rls 和 rgc 分别使用 28.4 kω 和 38.2 kω。
第9步 pfc 电流环路设计 将占空比与升压功率级电感电流关联的传递函数如下：
（公式43）
将电流控制误差放大器的输出与电感电流检测电压关联的传递函数可通过下式获得：
（公式44）
其中 vramp 为用于电流控制 pwm 比较器的斜坡信号的峰峰值电压，为 5 v。rcsn 为各通道的电流检测电阻。
补偿电路的传递函数为：
（公式45）
其中：
（公式46）
gmi 是 fan9673 中电流环路误差放大器的跨导。设计反馈环路的过程如下：
1. 确定交越频率 (fic)，它大约为开关频率的 1/10 ~ 1/6 。然后计算公式 (46) 所示传递函数在交越频率下的增益：
（公式47）
2. 计算 ric ，使交越频率下的闭环增益为 1：
（公式48）
3. 如图 11 所示，功率级的控制到输出传递函数在 0 db 的交越频率处应有 -20 db/十倍频程的斜率和 -90°相位，因此需要将补偿网络的零点 (fiz) 放在交越频率的大约 1/3 处，从而获得 45°以上的相位裕量。因此，电容 cic1 通过下式确定：
（公式49）
图 11. 电流环路补偿
4. 高频极点频率 (fip) 应至少比 fic 高十倍，以确保它不会干扰电流环路在其交越频率处的相位裕量。
（公式50）
设计示例 将交越频率设置为 4khz：
（公式51）
（公式52）
（公式53）
（公式54）
ric 使用 24.3 kω，cic1 使用 4.7 nf，cic2 使用 150 pf。
第10步 pfc 电压环路设计 fan9673 采用线路前馈控制，因此功率级传递函数与线路电压无关。于是，低频、小信号控制到输出传递函数为：
（公式55）
其中 kmax = pout max/pout，5 v 为误差放大器线性范围的窗口 (5.6 v-0.6 v = 5 v)。
图 12. 电压环路补偿
通常使用具有高频极点的比例积分 (pi) 控制进行补偿。补偿零点 (fvz) 会引入相位提升，而高频补偿极点 (fvp) 会衰减开关纹波，如图 12 所示。
补偿网络的传递函数为：
（公式56）
其中：
（公式57）
gmv 是电压环路误差放大器的跨导。
设计反馈环路的过程如下：
1. 确定交越频率 (fvc)，它大约为线路频率的 1/10 ~ 1/5。如图 12 所示，功率级的控制到输出传递函数在交越频率处应有 -20 db/十倍频程的斜率和 -90°相位，因此需要将补偿网络的零点 (fvz) 放在交越频率附近，从而获得 45°相位裕量。然后，电容 cvc1 通过下式确定：
（公式58）
为将补偿零点放置在交越频率处，补偿电阻可通过下式获得：
（公式59）
2. 补偿器高频极点频率 (fvp) 至少应比 fvc 高十倍，以确保它不会干扰电压调整环路在其交越频率处的相位裕量。它还应充分低于转换器的开关频率，从而有效衰减噪声。然后，电容 cvc2 通过下式确定：
（公式60）
设计示例 交越频率设置为 20 hz：
（公式61）
（公式62）
（公式63）
rvc 使用 118 kω，cvc1 使用 68 nf，cvc2 使用 6.8 nf。
第11步 通道管理控制 图 13 显示了使用外部电压信号的 cm 引脚控制。vvea 控制电压由电压环路误差放大器生成，并且与输入功率的平均值成正比。当 vcm 被拉低至 0 v 时，pfc 通道使能。当 vcm 被拉高至 4 v 以上时，该通道禁用。图 14 显示，当系统在半负载条件下运行时，通道 3 被外部信号禁用。
图 13. mcu 通道管理
图 14. 外部信号控制的相位变化
图 15 显示使用外部电路来改变 vcm2/3 的斜率。当 vcm2/3 在 4 v ~ 0 v 之间时，在增加/减少负载期间改变 vcm2/3 的斜率可能影响 pfc 输出电压的过冲/欠冲，如图 16 所示。此方法可显著改善 pfc 转换器的动态负载性能。
图 15. mcu 通道管理电路
图 16. mcu 通道管理
第12步 软启动 图 17 显示了软启动 (ss) 波形。fan9673 使用软启动电压 vss 来箝位电压环路 vvea 的 pfc 功率命令。若要增加软启动时间，可以提高软启动电容 css 的值。
（公式64）
设计示例 假设 vvea 由 vss 在 5 v 时脱离箝位状态，设计软启动时间 tss 为 100 ms。iss 为 20 μa，故所需软启动电容值为：
（公式65）
css 选择 0.47 μf。
图 17. 软启动波形
第13步 rlpk设置 输入电压和 vlpk 的关系如图 18 所示。峰值检测电路根据 iac 电流确定 vin 信息，并通过一个比率将其表示在 vlpk 上。注意，当系统在最大交流输入下工作时，最大 vlpk 不能超过 3.8 v。
（公式66）
同下面的设计示例一样，假设最大 vin.pk 为 373 v (264 v ac)。vin.pk/vlpk 的关系为 100，则 vlpk = 3.73 v < 3.8 v。
图 18. 软启动波形
设计示例 假设当 vin.pk 为 373 v (ac264v) 时 vlpk 为 3.73 v：
（公式67）
第14步 加电/掉电的线路检测 fan9673 内置交流 uvp 比较器，它监视交流输入电压，当 vbibo 小于 1.05 v 并持续 450 ms时，它会禁用 pfc 级。如果 vbibo 电压超过 1.9 v/1.75 v，则 pfc 级使能。vir 引脚用于设置交流输入范围，如表 2 所示。
图 19. 加电/掉电电路
表 2. 交流输入范围和控制器设置
fan9673 使用 bibo 引脚检测输入电压的平均值，如图 19 所示。输入电压的平均值是通过均值电路使用具有两个极点的低通滤波器获得的。
检测电路的设计应考虑线路电压的标称工作范围和掉电保护跳变点：
（公式68）
（公式69）
其中，vline.min 和 vline.bi 是指定的掉电/加电阈值（r.m.s. 值）。
当 vac 为满量程输入（通用输入）时，掉电/加电阈值 vbibo−fl 和 vbibo−fl + δvbibo−f 分别为 1.05 v 和 1.9 v。但是，如果 vac 为高压单范围输入 (180 ~ 264 v ac)，则掉电/加电阈值 vbibo−hl 和 vbibo−hl + δvbibo−h 分别变为 1.05 v 和 1.75 v。
通常将 rb3 设置为 rb1+2 的 10%。低通滤波器的极点通过下式确定：
（公式70）
（公式71）
为了适当地衰减 vrms 中的两倍线路频率纹波，通常将极点设置为 10~20 hz 左右。
设计示例 掉电保护阈值分别为 1.05 v (vbibo−hl) 和 1.75 v (vbibo−hl + δvbibo−h)。分压器的缩小系数为：
（公式72）
检查 pfc 控制器在最小线路电压下的启动：
（公式73）
分压器网络的电阻选择如下：rb1 = rb2 = 1 mω，rb3 = 200 kω，rb4= 16.2 kω。为将低通滤波器的极点置于 15 hz 和 22 hz，电容通过下式确定：
（公式74）
（公式75）
设计总结
特性 ▲180v ~ 264 v ac，使用 fan9673 的三通道 pfc
▲增益调制器的开关电荷技术改善 pf 并降低 thd
▲配合 igbt 支持 40 khz 低开关频率操作
▲保护：过压保护 (ovp)，欠压保护 (uvp)，过流保护 (ilimit)，电感饱和保护 (ilimit2)
图 20. 设计示例的最终原理图
附录 表 3. fan9673 评估板参数
表 4. mosfet 和二极管参考规格
系统设计注意事项 ▲当交流输入首次连接到升压 pfc 转换器时，应注意浪涌电流。建议使用 ntc 和并联继电器电路来降低浪涌电流。
▲添加旁路二极管 dbp ，为 pfc 启动时的浪涌电流提供流通路径。
▲pfc 级通常用于为下游 dc-dc 或逆变器供电。一旦 pfc 输出电压达到接近额定稳态值的电平，建议使能下游功率级以在满负载下运行。
▲pvo 功能用于改变 pfc 的输出电压 vpfc。vpfc 应至少比 vin 高 25 v。
布局指南 ▲电流检测电阻和电流检测滤波器（cf1、cf2）应尽可能靠近 cs+/cs- 引脚。(1) ▲与其他电源管理器件类似，pcb 布局务必使用星形接地技术，并让滤波器电容和控制元件尽可能靠近控制器 ic 及其 gnd 引脚。（2、3）
▲高电流电源接地路径应与信号接地路径分开。从信号接地到电源接地使用单点连接。单点连接最好靠近 fan9673 的 gnd，电源接地最好靠近电流检测电阻。（4、5）
▲电流检测信号的布线和单点接地连接的布线应尽可能靠近。
▲外部栅极驱动器应靠近功率开关。用于功率开关栅极驱动的 pcb 走线应短而宽，以处理栅极驱动电流的峰值。
▲使用非隔离栅极驱动器时，opfc 栅极驱动电流的返回路径经过电源接地。opfc 驱动器输出、外部栅极驱动器缓冲晶体管、电流检测电阻和电源接地之间的环路应尽可能小，以避免引起噪声。也就是说，控制器应尽可能靠近开关器件。(6)
▲为尽量减少升压电感磁耦合引起干扰的可能性，该器件应距离升压电感至少 2.5 cm（1 英寸）。另外，建议不要将该器件放在磁性元器件下方。
图 21. 布局示意图
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第8步 ls 和 gc 设计
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（公式39）
增益变化用于调整增益调制的输出。电阻值由下式给出：
（公式40）
设计示例 选择 100 μh 的电感。rls 和 rgc 通过下式获得：
（公式41）
（公式42）
rls 和 rgc 分别使用 28.4 kω 和 38.2 kω。
第9步 pfc 电流环路设计 将占空比与升压功率级电感电流关联的传递函数如下：
（公式43）
将电流控制误差放大器的输出与电感电流检测电压关联的传递函数可通过下式获得：
（公式44）
其中 vramp 为用于电流控制 pwm 比较器的斜坡信号的峰峰值电压，为 5 v。rcsn 为各通道的电流检测电阻。
补偿电路的传递函数为：
（公式45）
其中：
（公式46）
gmi 是 fan9673 中电流环路误差放大器的跨导。设计反馈环路的过程如下：
1. 确定交越频率 (fic)，它大约为开关频率的 1/10 ~ 1/6 。然后计算公式 (46) 所示传递函数在交越频率下的增益：
（公式47）
2. 计算 ric ，使交越频率下的闭环增益为 1：
（公式48）
3. 如图 11 所示，功率级的控制到输出传递函数在 0 db 的交越频率处应有 -20 db/十倍频程的斜率和 -90°相位，因此需要将补偿网络的零点 (fiz) 放在交越频率的大约 1/3 处，从而获得 45°以上的相位裕量。因此，电容 cic1 通过下式确定：
（公式49）
图 11. 电流环路补偿
4. 高频极点频率 (fip) 应至少比 fic 高十倍，以确保它不会干扰电流环路在其交越频率处的相位裕量。
（公式50）
设计示例 将交越频率设置为 4khz：
（公式51）
（公式52）
（公式53）
（公式54）
ric 使用 24.3 kω，cic1 使用 4.7 nf，cic2 使用 150 pf。
第10步 pfc 电压环路设计 fan9673 采用线路前馈控制，因此功率级传递函数与线路电压无关。于是，低频、小信号控制到输出传递函数为：
（公式55）
其中 kmax = pout max/pout，5 v 为误差放大器线性范围的窗口 (5.6 v-0.6 v = 5 v)。
图 12. 电压环路补偿
通常使用具有高频极点的比例积分 (pi) 控制进行补偿。补偿零点 (fvz) 会引入相位提升，而高频补偿极点 (fvp) 会衰减开关纹波，如图 12 所示。
补偿网络的传递函数为：
（公式56）
其中：
（公式57）
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设计反馈环路的过程如下：
1. 确定交越频率 (fvc)，它大约为线路频率的 1/10 ~ 1/5。如图 12 所示，功率级的控制到输出传递函数在交越频率处应有 -20 db/十倍频程的斜率和 -90°相位，因此需要将补偿网络的零点 (fvz) 放在交越频率附近，从而获得 45°相位裕量。然后，电容 cvc1 通过下式确定：
（公式58）
为将补偿零点放置在交越频率处，补偿电阻可通过下式获得：
（公式59）
2. 补偿器高频极点频率 (fvp) 至少应比 fvc 高十倍，以确保它不会干扰电压调整环路在其交越频率处的相位裕量。它还应充分低于转换器的开关频率，从而有效衰减噪声。然后，电容 cvc2 通过下式确定：
（公式60）
设计示例 交越频率设置为 20 hz：
（公式61）
（公式62）
（公式63）
rvc 使用 118 kω，cvc1 使用 68 nf，cvc2 使用 6.8 nf。
第11步 通道管理控制 图 13 显示了使用外部电压信号的 cm 引脚控制。vvea 控制电压由电压环路误差放大器生成，并且与输入功率的平均值成正比。当 vcm 被拉低至 0 v 时，pfc 通道使能。当 vcm 被拉高至 4 v 以上时，该通道禁用。图 14 显示，当系统在半负载条件下运行时，通道 3 被外部信号禁用。
图 13. mcu 通道管理
图 14. 外部信号控制的相位变化
图 15 显示使用外部电路来改变 vcm2/3 的斜率。当 vcm2/3 在 4 v ~ 0 v 之间时，在增加/减少负载期间改变 vcm2/3 的斜率可能影响 pfc 输出电压的过冲/欠冲，如图 16 所示。此方法可显著改善 pfc 转换器的动态负载性能。
图 15. mcu 通道管理电路
图 16. mcu 通道管理
第12步 软启动 图 17 显示了软启动 (ss) 波形。fan9673 使用软启动电压 vss 来箝位电压环路 vvea 的 pfc 功率命令。若要增加软启动时间，可以提高软启动电容 css 的值。
（公式64）
设计示例 假设 vvea 由 vss 在 5 v 时脱离箝位状态，设计软启动时间 tss 为 100 ms。iss 为 20 μa，故所需软启动电容值为：
（公式65）
css 选择 0.47 μf。
图 17. 软启动波形
第13步 rlpk设置 输入电压和 vlpk 的关系如图 18 所示。峰值检测电路根据 iac 电流确定 vin 信息，并通过一个比率将其表示在 vlpk 上。注意，当系统在最大交流输入下工作时，最大 vlpk 不能超过 3.8 v。
（公式66）
同下面的设计示例一样，假设最大 vin.pk 为 373 v (264 v ac)。vin.pk/vlpk 的关系为 100，则 vlpk = 3.73 v < 3.8 v。
图 18. 软启动波形
设计示例 假设当 vin.pk 为 373 v (ac264v) 时 vlpk 为 3.73 v：
（公式67）
第14步 加电/掉电的线路检测 fan9673 内置交流 uvp 比较器，它监视交流输入电压，当 vbibo 小于 1.05 v 并持续 450 ms时，它会禁用 pfc 级。如果 vbibo 电压超过 1.9 v/1.75 v，则 pfc 级使能。vir 引脚用于设置交流输入范围，如表 2 所示。
图 19. 加电/掉电电路
表 2. 交流输入范围和控制器设置
fan9673 使用 bibo 引脚检测输入电压的平均值，如图 19 所示。输入电压的平均值是通过均值电路使用具有两个极点的低通滤波器获得的。
检测电路的设计应考虑线路电压的标称工作范围和掉电保护跳变点：
（公式68）
（公式69）
其中，vline.min 和 vline.bi 是指定的掉电/加电阈值（r.m.s. 值）。
当 vac 为满量程输入（通用输入）时，掉电/加电阈值 vbibo−fl 和 vbibo−fl + δvbibo−f 分别为 1.05 v 和 1.9 v。但是，如果 vac 为高压单范围输入 (180 ~ 264 v ac)，则掉电/加电阈值 vbibo−hl 和 vbibo−hl + δvbibo−h 分别变为 1.05 v 和 1.75 v。
通常将 rb3 设置为 rb1+2 的 10%。低通滤波器的极点通过下式确定：
（公式70）
（公式71）
为了适当地衰减 vrms 中的两倍线路频率纹波，通常将极点设置为 10~20 hz 左右。
设计示例 掉电保护阈值分别为 1.05 v (vbibo−hl) 和 1.75 v (vbibo−hl + δvbibo−h)。分压器的缩小系数为：
（公式72）
检查 pfc 控制器在最小线路电压下的启动：
（公式73）
分压器网络的电阻选择如下：rb1 = rb2 = 1 mω，rb3 = 200 kω，rb4= 16.2 kω。为将低通滤波器的极点置于 15 hz 和 22 hz，电容通过下式确定：
（公式74）
（公式75）
设计总结
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▲保护：过压保护 (ovp)，欠压保护 (uvp)，过流保护 (ilimit)，电感饱和保护 (ilimit2)
图 20. 设计示例的最终原理图
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系统设计注意事项 ▲当交流输入首次连接到升压 pfc 转换器时，应注意浪涌电流。建议使用 ntc 和并联继电器电路来降低浪涌电流。
▲添加旁路二极管 dbp ，为 pfc 启动时的浪涌电流提供流通路径。
▲pfc 级通常用于为下游 dc-dc 或逆变器供电。一旦 pfc 输出电压达到接近额定稳态值的电平，建议使能下游功率级以在满负载下运行。
▲pvo 功能用于改变 pfc 的输出电压 vpfc。vpfc 应至少比 vin 高 25 v。
布局指南 ▲电流检测电阻和电流检测滤波器（cf1、cf2）应尽可能靠近 cs+/cs- 引脚。(1) ▲与其他电源管理器件类似，pcb 布局务必使用星形接地技术，并让滤波器电容和控制元件尽可能靠近控制器 ic 及其 gnd 引脚。（2、3）
▲高电流电源接地路径应与信号接地路径分开。从信号接地到电源接地使用单点连接。单点连接最好靠近 fan9673 的 gnd，电源接地最好靠近电流检测电阻。（4、5）
▲电流检测信号的布线和单点接地连接的布线应尽可能靠近。
▲外部栅极驱动器应靠近功率开关。用于功率开关栅极驱动的 pcb 走线应短而宽，以处理栅极驱动电流的峰值。
▲使用非隔离栅极驱动器时，opfc 栅极驱动电流的返回路径经过电源接地。opfc 驱动器输出、外部栅极驱动器缓冲晶体管、电流检测电阻和电源接地之间的环路应尽可能小，以避免引起噪声。也就是说，控制器应尽可能靠近开关器件。(6)
▲为尽量减少升压电感磁耦合引起干扰的可能性，该器件应距离升压电感至少 2.5 cm（1 英寸）。另外，建议不要将该器件放在磁性元器件下方。
图 21. 布局示意图
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