三电平全桥LLC电路工作原理
三相模块的母线电压可以达到800v，如果dcdc仍然采用传统的两电平拓扑，那么dc mos管必须采用1200v耐压的mos管。而目前市场上这样的mos管型号非常少，而且很贵。如果采用三电平拓扑，就可以继续采用600v的mos管了，型号丰富，成本也低。
三电平pwm控制已经得到了成熟应用，但是传统的pwm拓扑整体效率低，所以在三电平的基础上，又采用了llc拓扑，该拓扑从成本、效率等方面都得到了很好的兼顾。
三电平全桥llc主电路拓扑
电路说明：
1、谐振电感和谐振电容做成两边平衡的方式，是因为项目组在实验过程中发现如果是单lr, cr模式，mos驱动信号容易受干扰，拆成两边对称放置以后，驱动可靠性提高;
三电平全桥llc电路拓扑示意图如图(图 五‑3)所示，有8个开关管s1～s8，需要8路驱动信号来完成pfm(调频)、pwm(调宽)控制，s1～s8对应的高精度驱动信号编号为pwm1～pwm8。
注：pwm并不单指控制策略采用pwm方式时的开关信号，也包括pfm方式时的开关信号。
三电平llc电路拓扑框图
在此三电平llc电路控制中，设计8路驱动信号pwm1～pwm8，从(图 五‑4)的发波时序图来看，这8路驱动有下面的关系：
1) pwm1和pwm4，pwm2和pwm3，pwm5和pwm8，pwm6和pwm7相位互补(不考虑死区时间td2和提前关断时间td1);
2) pwm1比pwm2提前td1关断，pwm4比pwm3提前td1关断，pwm5比pwm6提前td1关断，pwm8比pwm7提前td1关断;
根据控制策略需要，pwm1～pwm8可以实现高精度pfm/pwm/psm(或者同时实现其中两个状态，如pfm+pwm)，在三种控制状态(pfm/psm/pwm)下pwm1～pwm8在一个开关周期内的输出波形如图(图 五‑4)所示，以高电平(或者为低电平)为有效电平，当pwmx(x=1～8)为高时通过相应的驱动电路使得sx导通，当pwmx为低时通过相应的驱动电路使得sx断开。
图 五 4 高精度驱动信号时序图
pfm/psm/pwm三种工作态下的特性分别为：
1) 在pfm状态时，通过环路控制改变开关频率f(或者说ts)，开关频率f在100khz~250khz之间调节，占空比固定为50%(不考虑死区时间td2和提前关断时间td1)，相移tps为0;
2) 在psm状态时，通过环路控制改变相移tps，移相功率角在0～100%之间调节， f固定为最高开关频率250khz，占空比固定为50%(不考虑死区时间td2和提前关断时间td1);
3) 在pwm状态时，通过环路控制改变占空比，占空比在0～50%之间调节， f固定为最高开关频率250khz，相移tps为0。
图 五 5 pfm模态下主要工作原理和波形
以常用的pfm为例，来说明电路的主要工作原理和波形，如下图 五‑5：
模态 1[t0, t1]：在 t0 时刻，s1、s2、s7、s8同时开通。谐振网络中的原边电流 ip 流经上述开关管，并以正弦形式上升。同时因为变压器副边被输出电压钳位，故而励磁电流 im线性增加。副边整流二极管中流过的电流取决于原边电流 ip 和励磁电流 im之差;
模态 2[t1, t2]：当原边电流 ip 谐振过峰值并下降到和励磁电流 im相等时，副边二极管电流就减小为零，整流二极管 dr1 零电流关断;
模态 3[t2, t3]：在 t2 时刻，s1 和 s8 先于 s2和 s7关断。原边谐振电流 ip开始对 s1和 s8的寄生电容 coss1 和 coss8 进行充电，同时对 s3/s4/ s5/s6 的寄生电容 coss3 /coss4/coss5 /coss6 放电，因此上述开关管的寄生电容也参与了谐振过程;
模态 4[t3, t4]：在 t3 时刻，coss1 和 coss8上的电压上升到了 vin/2，钳位二极管 d1 和 d4导通，从而限制了电压进一步上升。同时 coss3+coss4和 coss5+ coss6 上的电压也被钳位在vin/2。此时原边谐振电流流经 s2、s7 和 d1、d4 。
模态 5[t4, t5]：在 t4 时刻，开关管 s2 和 s7关断。与模态 3 相似， 谐振电流 ip 开始对 coss2和coss7进行充电和对coss3+coss4和 coss5+ coss6进行放电。所以此阶段上述6个寄生电容也参与了谐振过程。与此同时 s3/s4 /s5/s6 的寄生体二极管导通，不但提供了电流回路使能量回馈至输入端，也在变压器上产生了反向的电压偏置，使副边整流二极管 dr2 导通，励磁电感 lm 被输出电压钳位从而脱离谐振网络。
在这一阶段结束的 t5 时刻，coss2 和 coss7上的电压为 vin/2， coss3~ coss6 上的电压保持在零，谐振电流 ip 流经 s3~s6 的寄生二极管，从而满足了 s3~s6 零电压开启的条件。此时如果 s3~s6 的开通信号来临，变流器将进入后半个工作周期。
psm/pwm工作原理均与pfm类似，只是传能阶段的时间缩小了，即有效占空比减小，这样便于在最高频率受限的情况下，迅速的降低输出电压。
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电路说明：
1、谐振电感和谐振电容做成两边平衡的方式，是因为项目组在实验过程中发现如果是单lr, cr模式，mos驱动信号容易受干扰，拆成两边对称放置以后，驱动可靠性提高;
三电平全桥llc电路拓扑示意图如图(图 五‑3)所示，有8个开关管s1～s8，需要8路驱动信号来完成pfm(调频)、pwm(调宽)控制，s1～s8对应的高精度驱动信号编号为pwm1～pwm8。
注：pwm并不单指控制策略采用pwm方式时的开关信号，也包括pfm方式时的开关信号。
三电平llc电路拓扑框图
在此三电平llc电路控制中，设计8路驱动信号pwm1～pwm8，从(图 五‑4)的发波时序图来看，这8路驱动有下面的关系：
1) pwm1和pwm4，pwm2和pwm3，pwm5和pwm8，pwm6和pwm7相位互补(不考虑死区时间td2和提前关断时间td1);
2) pwm1比pwm2提前td1关断，pwm4比pwm3提前td1关断，pwm5比pwm6提前td1关断，pwm8比pwm7提前td1关断;
根据控制策略需要，pwm1～pwm8可以实现高精度pfm/pwm/psm(或者同时实现其中两个状态，如pfm+pwm)，在三种控制状态(pfm/psm/pwm)下pwm1～pwm8在一个开关周期内的输出波形如图(图 五‑4)所示，以高电平(或者为低电平)为有效电平，当pwmx(x=1～8)为高时通过相应的驱动电路使得sx导通，当pwmx为低时通过相应的驱动电路使得sx断开。
图 五 4 高精度驱动信号时序图
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1) 在pfm状态时，通过环路控制改变开关频率f(或者说ts)，开关频率f在100khz~250khz之间调节，占空比固定为50%(不考虑死区时间td2和提前关断时间td1)，相移tps为0;
2) 在psm状态时，通过环路控制改变相移tps，移相功率角在0～100%之间调节， f固定为最高开关频率250khz，占空比固定为50%(不考虑死区时间td2和提前关断时间td1);
3) 在pwm状态时，通过环路控制改变占空比，占空比在0～50%之间调节， f固定为最高开关频率250khz，相移tps为0。
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