ZVS的实现方案解析和MOSFET的损耗分析
1. 反激应用中mosfet的损耗分析
mosfet的损耗主要包括如下几个部分：
1导通损耗
导通损耗是比较容易理解的，即流过mosfet的rms电流在mosfet的rdson上的i^2r损耗。降低这个损耗也是大家最容易想到的，例如选用更低rdson的管子，设计变换器进入更深的连续模式来降低rms电流等。然而需要注意的是，rdson和q互相矛盾，最终，只能在两者之间找到一个平衡点。
2关断损耗
关断损耗即mosfet在关断状态下，流过mosfet的漏电流和mosfet承受的电压之积。通常这项损耗是大家忽略的，实际上也是完全可以忽略的。例如一个耐压600v左右的mosfet，即便在150°c下，漏电流也仅仅是ua级的，带来的损耗也仅仅是mw级的。
3开关损耗
开关损耗包括开通损耗和关断损耗。开通损耗指的是mosfet开通期间ids上升和vds下降交叉面积带来的损耗；关断损耗指的是mosfet关断期间ids下降和vds上升交叉面积带来的损耗。
不论是开通损耗还是关断损耗，主要是发生在米勒电容放电或者充电区间，即决定开关损耗的主要是米勒平台的时间以及开关频率。
对于目前的反激式应用，由于开关频率普遍偏低（绝大多数低于100khz），并且高压输入下ccm的深度很浅（对于全电压工作的电源，绝大多数低压ccm工作的，高压基本上工作于dcm或非常接近dcm），同时加上mosfet的进步（coolmos和super junction大大降低了crss），实际应用中mosfet的开通损耗是比较小的。拿一个使用coolmos或super junction mosfet的电源，驱动开通电阻从几欧到几十欧甚至上百欧变动，效率几乎不受影响。
由于反激原边mosfet关断发生在最大电流处，因此关断损耗通常比较可观。为了降低关断损耗，通常从加快关断速度上想办法。
4容性损耗
这里把容性损耗独立于开关损耗来讨论。容性损耗指的是mosfet开通瞬间，ds间寄生电容通过mosfet ds直接放电产生的损耗。我们经常可以看到原边电流波形并非一个理想的三角形或梯形，而是在开通瞬间存在一个电流尖峰，导致峰值电流控制模式的ic不得不做前沿消隐。
从一个mosfet的规格书中，通常可以看到两个可以用来直接估算容性损耗的参数，eoss和co(er)。拿英飞凌最新一代的coolmos ipd70r360p7s举例：
eoss@400v=1.8uj，co(er)=27pf(vds=0~400v)
如果把co(er)乘以vds（400v）的平方再除以2，得到能量2.16uj，和eoss基本一致。
比较简单的估算，如果开关频率f=100khz，则vds=400v下的容性损耗约：
pco=eoss*f=0.18w
在实际应用中，这个损耗很可能是被低估的，有如下原因：
首先实际应用中，264vdc输入下，输入直流电压374v，如果反射电压100v，那开通瞬间的vds电压可能在374-100=274v（qr）到374+100=474v之间，即实际的eoss可能大于或者小于规格书给出的值；
其次实际应用中，mosfet的ds间等效电容不仅包含mosfet本身电容，还有变压器寄生电容，后者很可能大于前者，这种情况下，实际eoss损耗会远大于计算值。
5驱动损耗
驱动损耗即ciss的充放电损耗，计算方法如下：
pdrv=qg*udrv*f
通常应用下也被忽略，一方面由于mosfet的进步，qg有了显著的降低，一方面频率比较低。例如ipd70r360p7s，qg=16.4nc（vgs=0~10v，vds=400v），驱动电压10v，工作频率100k下，驱动损耗仅为：
pdrv=16.4*10*100/1000=16.4mw
需要注意的是，与前面几项损耗不同，驱动损耗虽然是mosfet的结电容充放电导致的，但绝大部分没有损耗在mosfet上，而是损耗在驱动ic和驱动电阻上。
2. zvs的实现方案 zvs即在mosfet驱动到来前，vds电压已经为零了。由于节点电容上电压的存在，要实现zvs，需要一个和励磁电流反向的电流流过变压器原边电感。传统的qr，由于退磁后变压器初级电感的初始电压即副边反射电压，振荡是阻尼的，因此开关节点可能达到的最低电压只能是vin-vor，能不能zvs取决于输入电压和反射电压。对于宽范围输入，不太可能全输入范围实现zvs；如果再加上宽范围输出（比如pd协议5-20v输出的适配器），zvs的实现就愈发困难。
为了实现这个反向的电流，对电感而言，只需对它反向励磁，有源钳位反激就是这样一个思路。
相对于传统反激，有源钳位反激中rcd吸收不可控导通的d变成了可控导通的mosfet，钳位电容容值远大于吸收电容。漏感能量存储在钳位电容中，在钳位电容上形成一个相对平稳的电压。在原边主mosfet开通前，如果先将钳位管开通一段时间，原边电感将反向励磁，关断钳位管后，励磁电流方向不变，这个电流抽取结电容电荷，最后实现主mosfet的zvs。
有源钳位的好处是不仅实现了zvs，同时能够回收漏感能量，但从电路结构上，增加了一颗高边钳位管，控制ic需要高压浮区，成本大幅上升。
本文要讨论的zvs反激，讲的是不改变传统反激电路基本结构，不增加额外的器件，仅从控制上想办法来实现。
前面提到，为了实现zvs，需要在原边管开通前，在原边电感上形成原边一个负电流，即原边电感需要反相励磁。acf根本方法就是在原边电感上直接反相励磁，代价是必须增加一个可控开通和关断mosfet。
对于flyback，变压器本质上是一个耦合电感，要在原边电感形成负电流，这反相励磁其实是可以从任一绕组上来操作的，因为关断后，能量可以从任一绕组释放。基于这个原理，zvs的实现就变得相当简单了。试想一下，工作在dcm下，带有有同步整流的flyback，如果副边退磁完成后同步整流继续保持开通，那么输出电压将会从输出绕组对变压器励磁，只要在原边开通前一定时间内关断同步整流，变压器内存储的能量就会寻找途径释放，而此时，它就会反抽原边开关节点电容形成负电流，只要励磁能量足够，反抽时间（同步整流关断到原边开通的死区时间）合适，就能确保零电压开通。
当然，励磁可以在变压器上其他任何一个耦合的绕组上进行。
先上第一个原理图，是我前两年搭的一个实验电路，用一个定频pwm控制器配合一些数字逻辑电路，实现同步整流与原边驱动的互补输出，同时留有死区，这个电路经过验证，dcm下可以从副边同步整流倒灌，实现原边零电压开通。至于原理，相信大家仔细看看都能理解。
这种方案有一个很大的问题，注入的能量损耗可能远超过zvs带来的收益。
同步整流如果与原边完全互补，那深度dcm下，反灌到变压器的能量可能远大于原边结电容存储能量，较大的能量在一来一回中损失了。接下来上另一个图，这种实现非互补的驱动，只是在原边开通前打出一个小脉冲，不多不少，正好能够抽干结电容能量就好。
三.波形与pcb saber开环仿真波形图。
电路实测波形图
这个验证版本的pcb图，由于384x电流控制模式在轻载下易受到干扰，特别是频率升高后，发波出现间歇，验证版本改成了电压控制模式的ucc25705，pcb没有更新
访问寄存器代替内存引用
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1导通损耗
导通损耗是比较容易理解的，即流过mosfet的rms电流在mosfet的rdson上的i^2r损耗。降低这个损耗也是大家最容易想到的，例如选用更低rdson的管子，设计变换器进入更深的连续模式来降低rms电流等。然而需要注意的是，rdson和q互相矛盾，最终，只能在两者之间找到一个平衡点。
2关断损耗
关断损耗即mosfet在关断状态下，流过mosfet的漏电流和mosfet承受的电压之积。通常这项损耗是大家忽略的，实际上也是完全可以忽略的。例如一个耐压600v左右的mosfet，即便在150°c下，漏电流也仅仅是ua级的，带来的损耗也仅仅是mw级的。
3开关损耗
开关损耗包括开通损耗和关断损耗。开通损耗指的是mosfet开通期间ids上升和vds下降交叉面积带来的损耗；关断损耗指的是mosfet关断期间ids下降和vds上升交叉面积带来的损耗。
不论是开通损耗还是关断损耗，主要是发生在米勒电容放电或者充电区间，即决定开关损耗的主要是米勒平台的时间以及开关频率。
对于目前的反激式应用，由于开关频率普遍偏低（绝大多数低于100khz），并且高压输入下ccm的深度很浅（对于全电压工作的电源，绝大多数低压ccm工作的，高压基本上工作于dcm或非常接近dcm），同时加上mosfet的进步（coolmos和super junction大大降低了crss），实际应用中mosfet的开通损耗是比较小的。拿一个使用coolmos或super junction mosfet的电源，驱动开通电阻从几欧到几十欧甚至上百欧变动，效率几乎不受影响。
由于反激原边mosfet关断发生在最大电流处，因此关断损耗通常比较可观。为了降低关断损耗，通常从加快关断速度上想办法。
4容性损耗
这里把容性损耗独立于开关损耗来讨论。容性损耗指的是mosfet开通瞬间，ds间寄生电容通过mosfet ds直接放电产生的损耗。我们经常可以看到原边电流波形并非一个理想的三角形或梯形，而是在开通瞬间存在一个电流尖峰，导致峰值电流控制模式的ic不得不做前沿消隐。
从一个mosfet的规格书中，通常可以看到两个可以用来直接估算容性损耗的参数，eoss和co(er)。拿英飞凌最新一代的coolmos ipd70r360p7s举例：
eoss@400v=1.8uj，co(er)=27pf(vds=0~400v)
如果把co(er)乘以vds（400v）的平方再除以2，得到能量2.16uj，和eoss基本一致。
比较简单的估算，如果开关频率f=100khz，则vds=400v下的容性损耗约：
pco=eoss*f=0.18w
在实际应用中，这个损耗很可能是被低估的，有如下原因：
首先实际应用中，264vdc输入下，输入直流电压374v，如果反射电压100v，那开通瞬间的vds电压可能在374-100=274v（qr）到374+100=474v之间，即实际的eoss可能大于或者小于规格书给出的值；
其次实际应用中，mosfet的ds间等效电容不仅包含mosfet本身电容，还有变压器寄生电容，后者很可能大于前者，这种情况下，实际eoss损耗会远大于计算值。
5驱动损耗
驱动损耗即ciss的充放电损耗，计算方法如下：
pdrv=qg*udrv*f
通常应用下也被忽略，一方面由于mosfet的进步，qg有了显著的降低，一方面频率比较低。例如ipd70r360p7s，qg=16.4nc（vgs=0~10v，vds=400v），驱动电压10v，工作频率100k下，驱动损耗仅为：
pdrv=16.4*10*100/1000=16.4mw
需要注意的是，与前面几项损耗不同，驱动损耗虽然是mosfet的结电容充放电导致的，但绝大部分没有损耗在mosfet上，而是损耗在驱动ic和驱动电阻上。
2. zvs的实现方案 zvs即在mosfet驱动到来前，vds电压已经为零了。由于节点电容上电压的存在，要实现zvs，需要一个和励磁电流反向的电流流过变压器原边电感。传统的qr，由于退磁后变压器初级电感的初始电压即副边反射电压，振荡是阻尼的，因此开关节点可能达到的最低电压只能是vin-vor，能不能zvs取决于输入电压和反射电压。对于宽范围输入，不太可能全输入范围实现zvs；如果再加上宽范围输出（比如pd协议5-20v输出的适配器），zvs的实现就愈发困难。
为了实现这个反向的电流，对电感而言，只需对它反向励磁，有源钳位反激就是这样一个思路。
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有源钳位的好处是不仅实现了zvs，同时能够回收漏感能量，但从电路结构上，增加了一颗高边钳位管，控制ic需要高压浮区，成本大幅上升。
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对于flyback，变压器本质上是一个耦合电感，要在原边电感形成负电流，这反相励磁其实是可以从任一绕组上来操作的，因为关断后，能量可以从任一绕组释放。基于这个原理，zvs的实现就变得相当简单了。试想一下，工作在dcm下，带有有同步整流的flyback，如果副边退磁完成后同步整流继续保持开通，那么输出电压将会从输出绕组对变压器励磁，只要在原边开通前一定时间内关断同步整流，变压器内存储的能量就会寻找途径释放，而此时，它就会反抽原边开关节点电容形成负电流，只要励磁能量足够，反抽时间（同步整流关断到原边开通的死区时间）合适，就能确保零电压开通。
当然，励磁可以在变压器上其他任何一个耦合的绕组上进行。
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三.波形与pcb saber开环仿真波形图。
电路实测波形图
这个验证版本的pcb图，由于384x电流控制模式在轻载下易受到干扰，特别是频率升高后，发波出现间歇，验证版本改成了电压控制模式的ucc25705，pcb没有更新
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