低成本用电设备完整方案含12V buck转换器、PD供电电路
低成本用电设备完整方案含12v buck转换器、pd供电电路
如图1所示电路为完备的pd供电电路,具有一个dc-dc转换器,输出12v电压时可提供高达0.85a的电流。max5953a内置高边、低边功率开关fet,低边fet不能配置为同步整流二极管。因此,buck转换器仅使用高边fet。因为ic内部的限流电路工作时利用低边fet电流产生的压降,该电路不具备自动电流限制功能。启动时,保险丝f1提供短路保护。
max5953具有如下特性：
1.tvs二极管d1用于抑制瞬间尖峰电压和反向电压。
2.该电路根据输入电压不同工作在三种模式：pd侦测模式、pd分级模式和pd供电模式。使用或没有使用二极管电桥情况下的电压门限都符合ieee 802.3af标准。
·在pd侦测模式下,供电设备(pse)在vin施加两个1.4v至10.1v、最小步长为1v的电压,并记录这两点对应的电流测量值。pse随后计算v/i,确认25.5k的特征电阻r1是否存在。此模式下,max5953a的绝大部分内部电路是关断的,且偏置电流低于10μa。
·在分级模式下,pse根据pd的功耗要求对pd进行分级。电阻r2 (255)通知pse,pd将在最大功率为6.49w至12.95w的3级模式下工作。当电源进入供电模式时,分级电流关断。
·当vin上升到38v uvlo门限电压以上时,max5953a进入供电模式并逐渐打开内部mosfet,抑制浪涌电流。
3.完成开启过程,且vout - vee = 1.23v时,pgood进入漏极开路模式。软启动电容c15由内部33μa的上拉电流充电,给dc-dc转换器提供软启动。通过设定分压电阻r6/r7和1.33v的dcuvlo的电压门限,dc-dc转换器在达到vout = -30v (相对于v+)以前没有开始工作。
4.因为3级功率限制最大功率为12.95w,当输出电压为12v、电源转换效率为80%时,负载电流限制在0.85a。
热插拔电路说明
uvlo的默认启动电压为38.6v,默认关断电压约为30v。利用v+和vee间的分压电阻(中心抽头接在uvlo)可以将uvlo的启动、关断电压设置在12v至67v之间的任意值。
达到uvlo门限电压时,以10μa电流给fet栅极充电,内置fet将缓慢导通。缓慢的导通过程使100μf电容c6的充电电流最小。该电路中,out的热拔插输出电压以大约910mv/ms的速率下降,电压作用到输入端大约8ms后开始下降,见图2。
pwm电路说明
dc-dc转换器是典型的buck转换器,使用内部高边fet和外部肖特基同步整流二极管。输入电压范围为30v (由dcuvlo的分压电阻设置)至60v,该范围对应的降压比为最小2.5:1至最大5:1,对应的占空比为20%至40%。开关频率由r4、c4设定为532khz,以提供最小420ns的导通脉冲宽度,保持低开关损耗。
软启动过程包括一下操作时序：限制opto反馈电压使其不要比css端电压高出1.45v,由内部33μa电流源给css端电容充电。pgood将css初始电压箝位至gnd,而当out与vee之间的差值小于1.2v时,热拔插功能完成,pgood释放。该过程允许启动时反馈信号缓慢上升,缓慢增大占空比可以避免输出过冲。启动时opto引脚的上升斜率体现了软启动特性(图3),当vopto电压约为2v时,斜坡电压处于正常工作状态。图4所示为重载时的情况,图5所示为轻载时的工作情况。
控制器工作在电压模式,前馈电压斜率由r3和c3设定。opto信号与ramp电压进行比较。
启动时的输出电压过冲
477nf的软启动电容(css)将过冲电压降至1%甚至更低,如图6所示。较小的css电容能够在一定程度上控制上电过程出现的输出电压过冲,如图7所示,当css = 100nf时,电压过冲达到7.7%。更小的css可加速启动过程,但却增大了上电时的输出电压过冲。
电流限制
虽然max5953内部集成有高边和低边fet,但低边fet只用于正激或反激电路中的变压器耦合隔离。高边、低边fet同时导通,电流检测通过检测低边fet的压降实现。因为没有使用低边fet,本电路没有电流检测功能。发生短路时,利用保险丝保护max5953和其内部调整管fet不受损坏。然而,一旦dc-dc转换器启动,保险丝的输出短路保护作用将很有限,因为保险丝的热迟滞可能导致通道上的器件损坏。
负载瞬变
图8所示的负载瞬变情况发生在从1/2到满负荷的负载突变。在输出端接一个固定400ma的负载,并联一个400ma脉冲负载。如果负载从0ma跳至400ma时,负载电压在瞬间发生剧大变化,如图9;而图8所示情况负载电压突变较低,当负载电流高于50ma时几乎与直流负载无关。
转换效率
转换效率介于负载电流为250ma时的71%至负载电流为1a时的80.5%。图10显示当850ma满负荷电流时,转换效率将大于80%。
环路稳定性
电压模式控制环路存在两个极点：4.1khz lcout (l1、c9)谐振频率,和一个由于cout的低esr产生的高于4mhz的零点。使用3类环路补偿可使单位增益带宽高于lcout的谐振频率。两个零点设置为2.1khz (r9、c14)和4.1khz (r11、c15),补偿lcout的两个谐振极点,两极点置于20khz (r9、c13)和125khz (r10、c15)。从图11控制环路波特图可以看出,单位增益频率为19.4khz,相位裕量为59°。
应用
这个简单的降压转换器非常适合pd应用,低成本的非变压器耦合结构,唯一的不足是短路情况下有可能出现保护失效。
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2.该电路根据输入电压不同工作在三种模式：pd侦测模式、pd分级模式和pd供电模式。使用或没有使用二极管电桥情况下的电压门限都符合ieee 802.3af标准。
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·在分级模式下,pse根据pd的功耗要求对pd进行分级。电阻r2 (255)通知pse,pd将在最大功率为6.49w至12.95w的3级模式下工作。当电源进入供电模式时,分级电流关断。
·当vin上升到38v uvlo门限电压以上时,max5953a进入供电模式并逐渐打开内部mosfet,抑制浪涌电流。
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达到uvlo门限电压时,以10μa电流给fet栅极充电,内置fet将缓慢导通。缓慢的导通过程使100μf电容c6的充电电流最小。该电路中,out的热拔插输出电压以大约910mv/ms的速率下降,电压作用到输入端大约8ms后开始下降,见图2。
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