无源发射-接收混频器IC中的宽带LO噪声

由fet四通道和二极管环组成的无源双平衡混频器可用作蜂窝基站收发器中的上变频器或下变频器。通过集成缓冲放大器和fet或二极管混频器内核，实现了需要低电平本振信号的高线性度（ip3）、低噪声和杂散响应上变频器和下变频器。缓冲放大器级中的宽带噪声会损害接收和发送的信号。这种噪声可以通过单个参数来表征和指定。通过为无源混频器ic引入以dbc/hz为单位的噪声参数，用户可以计算在基站发射和接收应用中使用该ic时与系统相关的损伤。
介绍
理想情况下，蜂窝基站发射器应在自己的频率分配内传输所有功率。这带来了挑战，即使没有由于功率放大器而导致频谱重新增长。上变频发射信号中存在的宽带残余相位本底噪声导致与接收器的共址困难。这种宽带噪声的电平明显低于近载波相位噪声，但它的电平可能足以使共址接收器耳聋。在基站发送器中使用的传统分立无源二极管或fet混频器磁芯中，lo端口匹配至50ω，并且可以在将lo信号施加到lo端口之前滤除宽带噪声。在提供内部本振驱动器级的集成混频器和调制器解决方案中，宽带输入噪声会因内部电路而降低。上变频信号采用本振缓冲器输出的频谱裙和底线。指定和设计lo缓冲器中的较低宽带噪声可产生较低的带外发射噪声。这将降低前端设备中高q值发射滤波器和双工器滤波器的抑制要求。
蜂窝基站接收器在接收微弱带内信号时必须处理高电平阻塞干扰源。阻塞信号与混频器内核本振中的噪声相互混合，并增加if输出信号频带内的本底噪声。本文回顾了基站混频器ic和混频器中的噪声，并指定了一个参数来解决用作下变频器时接收器的单音脱敏问题和用作上变频器时的带外宽带发射噪声。
基站混频器
无源二极管和fet环形混频器一直是基站接收器的主力。这些器件需要大于17 dbm的大型外部本振驱动器才能实现高ip3。图1显示了如何在基站接收器中使用无源分立混频器。它们与驱动表面声波（saw）滤波器的分立中频放大器配合使用，需要分立lo缓冲放大器驱动。虽然有源ic吉尔伯特混频器具有增益，但它们不能满足基站苛刻的线性度和噪声要求[2，3]。然而，最近出现了许多新的硅混频器ic [7]，具有非常高的线性度（ip3 = 34dbm）和低噪声（nf = 7db），以满足基站的要求。这些混频器具有内部本振驱动器，无需大信号外部驱动放大器。基于无源混频器的ic是相互器件，与吉尔伯特单元的ic不同。它们可以用作上变频器和下变频器。利用级联中频放大器，它们可产生高ip3 （26dbm）和低噪声系数（<10db），并具有足够的增益来抵消接收器中的saw滤波器损耗。图2显示了典型高动态范围（hdr）混频器ic的功能框图。这些器件可在低至 -3dbm 的本振电平下工作。这些集成电路采用小尺寸 5mm x 5mm qfn 封装，外形尺寸小于分立式封装。
图1.基站接收器中的典型二极管环或fet无源混频器。插图中显示的封装是微型电路® ttt 167（12.7mm x 9.5mm表面积）。
图2.典型的高动态范围硅基站接收混频器ic，采用5mm x 5mm封装，内置rf和lo巴伦、lo缓冲器、fet或二极管环形混频器以及if放大器功能。性能可与分立式混频器相媲美，实现了更小的尺寸和更多的功能。
混频器噪声模型
热噪声是接收混频器中最常用的指定和测量噪声。它描述了具有50ω匹配rf输入端口和-174dbm/hz （kto）噪声功率密度的混频器的噪声性能。折合到输入端的热噪声是从混频器的噪声系数（10log10f）规格中提取的，
在rf端口存在强rf信号的情况下发生相互混频。这是噪声系数测量期间未考虑的额外噪声。相互混合噪声 n.rmi所指的输入可以在特定的阻断器级别s上进行评估bl.给定进入混频器的lo本底噪声l和带宽b，if处的相互混合噪声为
如果干扰源频率偏移与目标信号的偏移足够大，则假定相位噪声平坦。这两个噪声源是独立的[4]，可以如图3所示求和。在存在阻塞信号的情况下，输入到输出的信噪比下降可以表示为
图3.（a）射频阻塞器在功率电平（sbl），以及来自lo端口的宽带lo噪声。（b）表示为两个独立的噪声源，n千i 和 n.rm我。
基站系统对宽带lo噪声的要求
接收器主要用于灵敏度和由于其非理想行为而允许的接收障碍。例如，在gsm系统中，基站应该能够接收具有指定最大允许错误率的-104dbm信号。由于存在干扰音，gsm基站接收器灵敏度只能降低3db。这些干扰音电平及其与载波的偏移如图4所示。对于带宽b = 200khz的gsm系统，阻塞电平为-13dbm（sbl），并且期望信号电平为-101dbm，可以计算宽带lo噪声l = 151dbc/hz[4]。
图4.gsm系统中的干扰电平与偏移频率的关系。
允许基站发射机发送符合带内和带外信号频谱模板的信号。gsm还指定-98dbm为接收频段中允许的最大发射能量[8]。如果基站以43dbc/hz的宽带噪声传输20dbm（160w），则-117dbm/hz（43 -160）会溢出到位于同一位置的接收器中。200khz的gsm接收频段（b）的集成噪声电平为-64dbm。这种噪声会在接收频段中产生不必要的干扰，比-4dbm的最小可接收信号电平高出104db。将发射器和接收器连接到一个天线的双工器必须提供从-60dbm到远低于-98dbm的足够敲击发射噪声。发射混频器ic中产生的宽带噪声越多，双工器中对接收频段的滤波要求就越多。
基站混频器ic中宽带噪声的特性参数l
接收器外壳
高线性度无源混频器ic中的本振缓冲放大器设计用于为混频器内核提供恒定的更高电平驱动，具有不同的输入信号电平范围。这些缓冲器的输出是直接驱动混频器内核的高电平信号，以实现高线性度（ip3）。无源混频器ic中使用的饱和本振缓冲器会降低滤波低电平输入的宽带信噪比。宽带本底噪声可以滤波至-174dbm/hz。在0dbm信号电平下，iclo端口输入端的宽带信噪比为174dbc。实用的ic本振、大信号缓冲器无法将该比率降低到155dbc/hz以下，以满足系统要求。这些缓冲器位于非50ω系统的芯片内部，我们无法访问lo缓冲器输出，但我们仍然可以测量这些缓冲放大器的信噪比下降。接收混频器中的这种劣化是通过使用阻塞信号并测量50ω if端口的噪声输出来表征的。公式4中描述的特性参数l（以dbc/hz为单位）可以从噪声测量中推导出来[4]。
图5中的曲线显示了基于pcs/dcs/umts频段、基于无源混频器的下变频器（max9994）的rf-if-snr下降与阻塞电平的关系。这是公式4与本振噪声l的函数关系，单位为dbc/hz。图中标识了四个不同的噪声区域。在低rf阻断器水平下，snr下降主要是热的f。热噪声是通常指混频器的“噪声系数”。随着阻塞电平的增加，我们看到一个区域2，其中热噪声和相互混合的本振噪声同样导致snr下降。区域3是特性的直线部分，其中snr下降主要由本振噪声决定。基站接收混频器设计用于处理区域 3 中的阻塞电平。数据点表明仿真和测量与公式3和4描述的模型之间具有良好的匹配。在区域4中，测量数据与特性曲线之间的偏差很明显。这是由于简单模型中未考虑的压缩效应。
图5.max9994 hdr混频器ic噪声随rf电平变化的特性曲线。曲线的各个区域和主要贡献者被突出显示。接收混频器设计用于曲线直线部分的阻塞电平。
max9994下变频器具有无源混频器与if放大器级联。下变频器设计为标称增益为8.5 db，nf = 9.5db，p1 db = 13 dbm，需要220ma直流电流。输入交调截点（ip3）标称值为26dbm至27dbm。阻塞条件下的snr退化可以使用我们的微波杂志文章[4]中描述的设置来测量。信噪比在/信噪比外阻塞电平为 5dbm 时为 19 db。这是通过在阻塞条件下测量下变频信号的输出本底噪声来注意到的。该点位于图160中的l = -5dbc/hz曲线上。该区域非常适合表征lo噪声（l），因为缓冲器-放大器噪声是累积snr下降的主要原因，而热噪声可以作为一阶近似忽略。我们可以交叉检查19 dbsnr下降产生的lo噪声。将噪声与输入端联系起来，我们有ni = -174 + 19 = -155dbm/hz。由于使用的阻塞电平为5dbm （si），因此信噪比l = -160dbc/hz。
变送器外壳
max2039采用无源fet混频器，具有与max9994相同的lo缓冲器。max9994的if放大器在内部旁路。该 ic 可用作上变频器或下变频器。转换损耗（lc）在这两种情况下均为 7.0db。ip3作为下变频器为34.5dbm，作为上变频器为33.5dbm。当用作上变频器时，由“接收器部分”中的接收器测量确定的相同lo噪声参数也应确定rf端口的宽带输出本底噪声。为此，本振缓冲放大器噪声（l）与下变频器中输入rf阻塞器的相互混频应与if信号与最终到达rf发射端口的噪声（l）的相互混频相同。如果在max9994中使用与max2039相同的无源混频器和缓冲放大器，那么我们应该能够使用相同的l来推导max2039的宽带发射噪声。我们的目标是使用接收测量确定的l来推断发射噪声并通过测量来验证发射噪声。
在特征的区域3中存在阻断剂的情况下，例如p射频= 5dbm，中频放大器未被压缩。max9994中无源混频器输出端的本底噪声较高（p在， mc+ l = 5 - 7 + 160 = -158-dbm/hz），与if放大器的输入折合噪声（2.5 - 174dbm/hz）相比。该噪声被if放大器放大，最终到达max9994的输出端。因此，max9994无源混频器部分的lo噪声测量不受if放大器的干扰。
使用lo噪声，l = 160dbc/hz由无源混频器在接收模式下工作确定，转换损耗lc对于混频器，可以得出以下变送器。对于10dbm的输入if信号电平，输出端有3.0dbm的rf信号，本底噪声为3 - 160 = -157dbm/hz。当设置中被22.0 db的外部rf增益放大时，本底噪声应产生n外= -135分贝/赫兹。图6中的测量设置证实了这一点。因此，我们可以使用在[4]中描述的阻塞噪声测量中推导出的一个参数l（dbc/hz）来确定发射本底噪声。
图6.测量上变频器的rf输出噪声的实验设置。
结论
我们研究了lo噪声对基站接收和发射混频器的影响。具体而言，在缓冲放大器级驱动的倒易fet和二极管内核混频器上进行本振snr测量可产生
阻塞条件下下变频接收器的snr退化（脱敏），以及
确定作为上变频器工作时rf输出端的本底噪声。
我们已经证明，对于基于基站无源混频器的ic，一种lo噪声规格l（dbc/hz）可以评估发射和接收应用中的系统损伤。