一款用于白光LED驱动的电流型电荷泵设计方案
0、引言
目前用于白光驱动的升压型电路主要有电感型dc-dc电路和电荷泵电路。电感型dc-dc电路存在emi等问题，而电荷泵电路结构简单，emi较小，得到了广泛的应用。
白光led驱动的电荷泵主要有两种类型：电压模式和电流模式。相对于电压模式可能造成每个led亮度不匹配的缺点，电流模式每路单独输出恒定电流，使亮度可以较好地匹配，而且不需要外围平衡电阻，大大节省了空间。
本文所提出的用于白光led驱动的电流型电荷泵电路的设计方案。该设计方案采用1.5倍压升压，比传统的2倍压升压模式提高了效率，并采用数字调光方式，可提供32级灰度输出，满足不同场合的要求。系统结构如图1所示。主要可分为以下部分：带隙基准电路，软启动电路，振荡器，1.5倍压电荷泵，数字调光模块。当en/set端输入高电平时，芯片启动，vin经过1.5倍压电荷泵升压，使输出电压稳定在5 v，如果en/set端输入一串脉冲后置高电平，则数字调光模块可记录下脉冲个数，然后转换成不同的输出电流，实现调光功能。
1、1.5 倍压电荷泵原理
1.1 基本原理
1.5倍压电荷泵原理如图2所示，其基本控制思想如下：osc通过驱动电路，控制s1~s7的导通与关断。时序如下：第一时刻，开通s1、s4、s6，vin对电容c1充电，c2短接，使vc1=v1，vc2=0;第二时刻，关闭s1、s4、s6，开通s2、s3、s5、s7，c1对c2充电，使vc1=vc2=1/2 v1，最后加上v1对c3充电，周而复始，vcut经过电阻分压，与基准电压做比较，控制上端mos管的导通电阻，改变充电回路的rc充电常数，最终使输出稳定在5 v.图3为控制脉冲时序图，其中d1为s1的驱动信号，低有效；d2为s4、s6的驱动信号，高有效；d3为s2、s3、s5、s7的驱动信号，低有效。为了防止时钟馈通，驱动电路中包含了非交叠时钟电路。
1.2 实际电路设计
整个开关管网络由5个pmos管s1、s2、s3、s5、s7及2个nmos管s4、s6组成，如图4所示。以p管s1和n管s4为例，计算开关管的宽长比。根据版图设计规则的要求，单个管子的宽长比w/l可以设定为2.8μm/0.6μm.假设s1的宽长比为x（w/l），s4的宽长比为y（w/l）。本设计采用 csmc0.6 μm工艺，根据工艺及设计要求，v1=3.3 v，uncox=50μa/v2 vthn=0.7 v，|vthp|=1 v，2up=un，因为
其它管子的宽长比也可以同理求得。由于流过开关管的电流比较大，开关管的宽长比很大，一般采用晶体管并联的形式，在版图上通常以waffle的结构实现。
如果开关管的衬底未与源端相接，则会产生衬底偏置效应，使开关管产生阈值损失，导致电荷泵电压无法升至设定值。如图4所示，开关管s1、s3、s4、s5、s6的源漏端能比较容易的判断出来，s2、s7的两端电压高低未定，因此如果处理不妥当，会引起衬底偏置效应，本设计采用了一种方式，比较好地解决了这个问题。通过一个比较器对v1和vout进行比较，如果vout>v1，则让s2、s7的衬底端接vout端，如果vout
2、调光功能实现
越来越多应用场合希望白光led驱动器能够支持led光亮度的调节。目前调光技术主要有两种：pwm调光、数字调光。pwm（脉宽调制）调光方式是一种利用宽、窄不同的数字式脉冲，反复开关白光led驱动器来改变输出电流，从而调节白光led 的亮度。但需要一个专用pwm口，同时会产生人耳听得见的噪声。本设计采用一种新型的数字调光技术。相比pwm控制有明显的优点：将时序信号存储在内部的寄存器中，使数据寄存器输出一连串的控制信号，如果需要改变白光led的亮度，则重新通过en/set对rom进行修改即可，不需要一直给en/set连续的pwm信号来控制白光led的亮度，这个特性大大减轻了微处理器的负担，也减少了噪声。
其工作原理如下，en/set的第一个上升沿脉冲开启ic并且初始化设置led电流到最低的549 μa.当最终的时钟序列输入为想得到的亮度级别时，en/set引脚维持高电平来维持装置输出电流在程序设置的级别。当en/set引脚置低 toff=480μs以后，装置关闭。整个调光模块可分为四大部分：延时控制，计数器，rom，恒流源。
（1） rom与恒流源
白光led的亮度和通过它的电流成正比。本设计采用并联恒流源的方式，最大输出为20 ma，亮度分为32个等级。如图7所示。rom总共为8块，组成32×8 bit容量。恒流源由pmos管组成，由电荷泵输出的5 v电源供电，每个恒流源icell电流为19.6μa.恒流源具有使能端，根据rom中的数据决定该恒流源是否有效，其中rom输出“0”为该恒流源有效，“1”为该恒流源无效。
以第5级亮度为例，如图8所示，en/set端输入5个脉冲后保持高电平，经过减数计数器计数输出q4~q0数据为“11011”，rom输出×7~×0数据为“11110100”，即×3，×1，×0所接恒流源有效。输出电流为：
icell×32+icell×8+icell×4=0.863 ma
表1列出了32级调光×7~×0的数据及对应输出电流。
数字调光部分的仿真波形如图9所示，32个脉冲为一个循环。
（2） 数字延时
本设计设置了如下功能，如果en端输入低电平时间超过480 us，则装置关闭。其塬理如图10所示，其中in为en进行脉冲整形后得到的波形，时序与en相同。in端输入高电平时，pmos管m3导通，vdd对 c1进行充电，使nmos管m5导通，施密特触发器输入被拉低，out端输出低电平，芯片正常工作。当in端输入低电平时，m3截止，c1通过电流源m2 进行放电，使m5截止，施密特触发器输入被拉高，out端输出高电平。放电时问由c1的电容值和放电电流决定。仿真波形如图11所示。在in端输入低电平超过478 μs后，out端输处高电平，使芯片关闭。
3、振荡器
本文设计一个600 khz定频率电流控制振荡器，原理如图12，首先假设q端为“0”，则pmos管m1导通，电流源通过m1向c1充电，同时pmos管m3导通，r1无效，此时比较器反相端电压vth=vdd-r2i3，等c1两端电压略大于vth时，比较器输出高电平，使q端变为“1”，c1通过nmos管m2进行放电，同时m3截止，r1与r2串联，此时比较器反相端电压vtl=vdd-（r1+r2）i3，等到c1两端电压略小于vtl时，比较器输出又发生翻转，周而复始。波形通过4个反相器的整形，输出600 khz的方波。设i1为充电电流，i2为放电电流，t1为充电周期，t2为放电周期，则振荡器的频率为：
调节充放电电流，使i1=i2=ic，则振荡频率可表示为：
式中：ic为充放电电流。图13为振荡器输出及c1电容上的电压仿真波形。
该电荷泵还包括带隙基准电路，温度保护电路，软启动电路等等，限于篇幅，在此不作累述。
4、结论
本文分享了一个用于白光led驱动的电流型电荷泵的设计方案，周边只使用3个小的陶瓷电容器，可驱动4个白光led，单路最大输出电流20 ma.与电压型电荷泵相比，不同led之间亮度匹配较好，由于不需要镇流电阻，因此节省了面积。电路采用1.5×分数倍频模式，效率可达93%.具有32 级数字调光功能，可以满足不同需要。根据csmc 0.6 μm工艺，通过cadence spectre软件进行了仿真，仿真结果表明，该电路满足设计方案的要求，具有较广阔的应用前景。
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目前用于白光驱动的升压型电路主要有电感型dc-dc电路和电荷泵电路。电感型dc-dc电路存在emi等问题，而电荷泵电路结构简单，emi较小，得到了广泛的应用。
白光led驱动的电荷泵主要有两种类型：电压模式和电流模式。相对于电压模式可能造成每个led亮度不匹配的缺点，电流模式每路单独输出恒定电流，使亮度可以较好地匹配，而且不需要外围平衡电阻，大大节省了空间。
本文所提出的用于白光led驱动的电流型电荷泵电路的设计方案。该设计方案采用1.5倍压升压，比传统的2倍压升压模式提高了效率，并采用数字调光方式，可提供32级灰度输出，满足不同场合的要求。系统结构如图1所示。主要可分为以下部分：带隙基准电路，软启动电路，振荡器，1.5倍压电荷泵，数字调光模块。当en/set端输入高电平时，芯片启动，vin经过1.5倍压电荷泵升压，使输出电压稳定在5 v，如果en/set端输入一串脉冲后置高电平，则数字调光模块可记录下脉冲个数，然后转换成不同的输出电流，实现调光功能。
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1.5倍压电荷泵原理如图2所示，其基本控制思想如下：osc通过驱动电路，控制s1~s7的导通与关断。时序如下：第一时刻，开通s1、s4、s6，vin对电容c1充电，c2短接，使vc1=v1，vc2=0;第二时刻，关闭s1、s4、s6，开通s2、s3、s5、s7，c1对c2充电，使vc1=vc2=1/2 v1，最后加上v1对c3充电，周而复始，vcut经过电阻分压，与基准电压做比较，控制上端mos管的导通电阻，改变充电回路的rc充电常数，最终使输出稳定在5 v.图3为控制脉冲时序图，其中d1为s1的驱动信号，低有效；d2为s4、s6的驱动信号，高有效；d3为s2、s3、s5、s7的驱动信号，低有效。为了防止时钟馈通，驱动电路中包含了非交叠时钟电路。
1.2 实际电路设计
整个开关管网络由5个pmos管s1、s2、s3、s5、s7及2个nmos管s4、s6组成，如图4所示。以p管s1和n管s4为例，计算开关管的宽长比。根据版图设计规则的要求，单个管子的宽长比w/l可以设定为2.8μm/0.6μm.假设s1的宽长比为x（w/l），s4的宽长比为y（w/l）。本设计采用 csmc0.6 μm工艺，根据工艺及设计要求，v1=3.3 v，uncox=50μa/v2 vthn=0.7 v，|vthp|=1 v，2up=un，因为
其它管子的宽长比也可以同理求得。由于流过开关管的电流比较大，开关管的宽长比很大，一般采用晶体管并联的形式，在版图上通常以waffle的结构实现。
如果开关管的衬底未与源端相接，则会产生衬底偏置效应，使开关管产生阈值损失，导致电荷泵电压无法升至设定值。如图4所示，开关管s1、s3、s4、s5、s6的源漏端能比较容易的判断出来，s2、s7的两端电压高低未定，因此如果处理不妥当，会引起衬底偏置效应，本设计采用了一种方式，比较好地解决了这个问题。通过一个比较器对v1和vout进行比较，如果vout>v1，则让s2、s7的衬底端接vout端，如果vout
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（1） rom与恒流源
白光led的亮度和通过它的电流成正比。本设计采用并联恒流源的方式，最大输出为20 ma，亮度分为32个等级。如图7所示。rom总共为8块，组成32×8 bit容量。恒流源由pmos管组成，由电荷泵输出的5 v电源供电，每个恒流源icell电流为19.6μa.恒流源具有使能端，根据rom中的数据决定该恒流源是否有效，其中rom输出“0”为该恒流源有效，“1”为该恒流源无效。
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3、振荡器
本文设计一个600 khz定频率电流控制振荡器，原理如图12，首先假设q端为“0”，则pmos管m1导通，电流源通过m1向c1充电，同时pmos管m3导通，r1无效，此时比较器反相端电压vth=vdd-r2i3，等c1两端电压略大于vth时，比较器输出高电平，使q端变为“1”，c1通过nmos管m2进行放电，同时m3截止，r1与r2串联，此时比较器反相端电压vtl=vdd-（r1+r2）i3，等到c1两端电压略小于vtl时，比较器输出又发生翻转，周而复始。波形通过4个反相器的整形，输出600 khz的方波。设i1为充电电流，i2为放电电流，t1为充电周期，t2为放电周期，则振荡器的频率为：
调节充放电电流，使i1=i2=ic，则振荡频率可表示为：
式中：ic为充放电电流。图13为振荡器输出及c1电容上的电压仿真波形。
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4、结论
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