一种带辅助变压器的Flyback变换器ZVS软开关实现方案
一种带辅助变压器的flyback变换器zvs软开关实现方案
摘要：提出了一种新颖的flyback变换器zvs软开关实现方案。一个较小的辅助变压器与主变压器串联，通过使辅助变压器原边激磁电感电流双向来达到主开关管的zvs软开关条件。该方案实现了主辅开关管的zvs软开关，限制了输出整流二极管关断时的di/dt，并且使变换器在任何负载情况下，都能在宽输入范围内实现软开关。
关键词：zvs软开关；辅助变压器；电流双向
0 引言
在很多通讯和计算机系统中，需要使用高功率密度、高效率的开关电源。提高开关频率可以减小电感、电容等元件的体积，是目前开关电源提高功率密度的一种趋势。但是，开关频率的提高，开关器件的损耗也随之增加。
为了减小开关电源的开关损耗，提高其开关频率，软开关技术应运而生。软开关技术主要包括两种：零电压软开关（zvs）及零电流软开关（zcs）。在含有mosfet开关器件的变换器拓扑中，零电压软开关要优于零电流软开关。
flyback变换器电路简单，在小功率场合得到了广泛的应用。基于flyback变换器的zvs软开关拓扑也得到了进一步的发展。最近几年，有源箝位zvs软开关技术被提出，但它也存在一些缺点，比如，轻载时不能实现软开关。
本文提出了一种带辅助变压器的flyback零电压软开关电路，与有源箝位flyback零电压软开关电路相比，它具有以下几个优点：
1）电路在整个负载范围内都能实现软开关；
2）任何负载情况下，电路都可以在宽输入范围中实现软开关；
3）丢失占空比不随输出负载变化而变化，利于电路参数设计。
下面分析了此电路的工作原理及软开关参数的设计，并以实验结果验证了该方案的有效性。
1 工作原理
图1为本文提出的flyback软开关电路，tr为辅助变压器。其两个开关s1及s2互补导通，中间有一定的死区防止共态导通。主变压器t激磁电感lm较大，使电路工作在电流连续模式（ccm），如图2中ilm波形所示。而tr的激磁电感lmr设计得较小（lmr<
（f） 阶段6[t5，t6]
（g） 阶段7[t6，t7]
图3 各阶段等效电路图
1）阶段1〔t0～t1〕 该阶段，s1导通，lm与lmr串联承受输入电压，流过lm及lmr的电流线性上升。此时间段
vds2=vin＋vo＋vin（1）
式中：vds2为s2的漏源电压；
vo为变换器输出电压；
n1为t原边绕组匝数；
n2及n3为t副边两个绕组匝数；
n1及n2为tr原副边两个绕组匝数。
2）阶段2〔t1～t2〕 t1时刻s1关断，lm上的电流通过t耦合到副边，使二极管d导通，lm两端电压被箝位在
v2=－（2）
lm上的电流线性下降。
lmr上的电流一部分对s1的输出结电容cr1充电，另一部分通过tr耦合对s2的输出结电容cr2放电。t2时刻，s2的漏源电压下降到零，该阶段结束。
3）阶段3〔t2～t3〕 当s2的漏源电压下降到零之后，s2的寄生二极管导通，将s2的漏源电压箝位在零电压状态，也就为s2的零电压导通创造了条件。同时lmr两端被箝位在
v1=－vo（3）
lmr上电流线性下降。而s1的漏源电压被箝位在最大电压
vds1max=vin＋vo＋vo（4）
4）阶段4〔t3～t4〕 t3时刻s2的门极变为高电平，s2零电压开通。流过寄生二极管的电流流经s2。lmr两端依然承受式（3）所示电压v1，lmr上电流线性下降到零然后反向增加。t4时刻，s2关断，该阶段结束。此时间段
idn3＋ion2=ilmn1（5）
io=id＋ilmr（6）
id=（7）
io=（8）
5）阶段5〔t4～t5〕 t4时刻，lmr上的电流方向为负，此电流一部分对s1的输出结电容cr1放电，同时，另一部分通过tr耦合到副边对s2的输出结电容cr2充电。到t5时刻，s1的漏源电压下降到零，该阶段结束。
6）阶段6〔t5～t6〕 当s1的漏源电压下降到零之后，s1的寄生二极管导通，将s1的漏源电压箝位在零电压状态，为s1的零电压导通创造了条件。此时，lmr上的反向电流流经主变压器，给流过二极管d的电流id叠加上一个电流
δi(t5)=（9）
此时间段内，二极管d仍然导通，lmr两端电压被箝位在
v1=vin－v2=vin＋vo（10）
lmr上电流线性上升。而s2的漏源电压被箝位在最大电压
vds2max=＋vo（11）
7）阶段7〔t6～t7〕 t6时刻，s1的门极变为高电平，s1零电压开通。流过寄生二极管的电流流经s1。由于lmr两端承受的电压v1此时较大，ilmr快速上升，到t7时刻，ilmr=ilm，主变压器耦合到副边的电流为零，二极管d自然关断。此时间段
= （12）
由于lmr<>|ilmrmin|，而且s2的充电电压要大于放电电压（见图2波形vds2），因此，s1的软开关实现要比s2难得多。在参数设计中，关键是要考虑s1的软开关条件。
2.1 主变压器激磁电感lm的设定
由于lmr的存在，变换器的有效占空比deff（根据激磁电感lm的充放电时间定义，见图2）要小于s1的占空比d，但是，由于t4～t7时间内ilmr的上升速度非常快，所以，可近似认为deff=d。这样，根据flyback电路工作在ccm的条件
lm>=?（14）
式中：η为变换器效率；
fs为开关频率；
为变换器输出功率。
在实际设计中，为了保证电路在轻载时也能工作在电流连续模式，取定
lm=（15）
2.2 主副变压器原副边匝数比设定
根据lmr<0，根据式（7）有
（17）
2.3 辅助变压器激磁电感lmr设定
为了实现s1的zvs软开关，在(1－d)t时间内，激磁电感lmr上电流必须反向，即
(1－d)>ilmrmax（18）
ilmrmax=ilmmax≈（19）
将式（19）代入式（18）得
lmr=?（21）
得
lmr>=?（22）
cr=cr1＋cr2（23）
而
ilmrmin=(1－d)t－ilmrmax（24）
将式（24）代入式（22）解得
lmr<=（25）
比较式（20）和式（25），lmr应该根据式（25）来设定。
另外，由式（24）可以发现，输入、输出电压一定时，随着负载的增加，ilmrmax增大〔见式（19）〕，ilmrmin减小，软开关就越不容易实现。所以，lmr要根据满载时软开关的实现条件来设定。而当输入电压为宽范围时，随着输入电压的减小，ilmrmax增加〔由于电路工作在ccm，满载时式（19）第二项可以忽略〕，ilmrmin表达式第一项减小，ilmrmin减小，软开关就越不容易实现。所以，对于输出负载、输入电压变化的情况，lmr要根据输出满载、输入电压最小时的软开关实现条件来设定。
同时需要指出，在能实现软开关的前提下，lmr不宜太小，以免造成开关管上过大的电流应力及导通损耗。
2.4 死区时间的确定
为了实现s1的软开关，必须保证在t5～t6时间内，s1开始导通。否则，lmr上电流反向，重新对cr1充电，这样，s1的zvs软开关条件就会丢失。因此，s2关断后、s1开通前的死区时间设定对开关管s1的软开关实现至关重要。合适的死区时间为电感lmr与s1及s2的输出结电容谐振周期的1/4，即
tdead1=（26）
一般而言，开关管输出电容是所受电压的函数，为方便起见，在此假设cr1及cr2恒定。
2.5 有效占空比deff的计算
有效占空比deff比s1的占空比d略小，即
deff=d－δd（27）
根据
δilmr(δdt)≈δilmr[(1－d)t]－δilm[(1－dt)]（28）
解得
δd≈(1－d)（29）
代入式（27）得
deff=d－（1－d）（30）
从式（29）可以看出，丢失占空比与输出负载无关。在相同电气规格和电路参数条件下，其值大概为有源箝位flyback变换器满载时丢失占空比的1/2。
3 实验结果
为了验证上述的zvs软开关实现方法，本文设计了一个实验电路，其规格及主要参数如下：
输入电压vin 40～56v；
输出电压vo 20v；
输出满载电流io 3a；
工作频率f 100khz；
s1及s2 irf640；
主变压器激磁电感lm 222μh；
主变压器原副边匝数n1：n2：n3 39：15：15；
辅助变压器激磁电感lmr 10μh；
辅助变压器原副边匝数n1：n2 13：13。
图4给出的是负载电流io=2.5a时，输出滤波前电流及流过副边二极管d电流的实验波形，其结果与理论分析相吻合。图5～图8分别给出了s1和s2在轻载及满载时的驱动电压、漏源极电压和所流过电流的实验波形。从图中可以看出，当驱动电压为正时，开关管的漏源极电压已经为零，是零电压开通。而当开关管关断时，其结电容限制了漏源极电压的上升率，是零电压关断，由此说明s1及s2在轻载及满载时都实现了zvs。从开关管漏源极电压与所流过电流的比较也可以看出实现了zvs。
图4 输出滤波前电流及流过副边二极管d的电流 （测试条件：vin=48v io=2.5a） 图5 轻载时s1的驱动电压、漏源电压及 流过电流波形（测试条件：vin=48v io=0.5a）
图6 满载时s1的驱动电压、漏源电压及
流过电流波形（测试条件：vin=48v io=3.0a）
图7 轻载时s2的驱动电压、漏源电压及 流过电流波形（测试条件：vin=48v io=0.5a）
图8 满载时s2的驱动电压、漏源电压及 流过电流波形（测试条件：vin=48v io=3.0a） 图9给出了变换器效率曲线。图9（a）为输入电压一定，负载电流不同时的变换效率曲线，可以看出，满载时效率最高，为91.35％。图9（b）为负载电流一定，输入电压不同时的变换效率曲线，可以看到，效率随输入电压变化而变化的范围很小。 （a） 额定输入电压时效率与输出电流关系图
（b） 输出满载时效率与输入电压关系图 图9 变换器效率曲线 4 结语 本文提出了一种flyback变换器zvs软开关拓扑，分析了其工作原理及其软开关参数的设计方法。由于软开关参数的设计（关键是辅助变压器原边激磁电感lmr的设计）是根据满载及最小输入电压时的工作情况设计的，而随着负载的减轻和输入电压的增加，zvs软开关的实现也越容易。因此，该软开关拓扑可以工作在宽输入范围及任何负载范围，与有源箝位软开关拓扑相比具有一定的优点，可以作为应用于通讯、计算机系统等高功率密度场合的一种选择。
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图4 输出滤波前电流及流过副边二极管d的电流 （测试条件：vin=48v io=2.5a） 图5 轻载时s1的驱动电压、漏源电压及 流过电流波形（测试条件：vin=48v io=0.5a）
图6 满载时s1的驱动电压、漏源电压及
流过电流波形（测试条件：vin=48v io=3.0a）
图7 轻载时s2的驱动电压、漏源电压及 流过电流波形（测试条件：vin=48v io=0.5a）
图8 满载时s2的驱动电压、漏源电压及 流过电流波形（测试条件：vin=48v io=3.0a） 图9给出了变换器效率曲线。图9（a）为输入电压一定，负载电流不同时的变换效率曲线，可以看出，满载时效率最高，为91.35％。图9（b）为负载电流一定，输入电压不同时的变换效率曲线，可以看到，效率随输入电压变化而变化的范围很小。 （a） 额定输入电压时效率与输出电流关系图
（b） 输出满载时效率与输入电压关系图 图9 变换器效率曲线 4 结语 本文提出了一种flyback变换器zvs软开关拓扑，分析了其工作原理及其软开关参数的设计方法。由于软开关参数的设计（关键是辅助变压器原边激磁电感lmr的设计）是根据满载及最小输入电压时的工作情况设计的，而随着负载的减轻和输入电压的增加，zvs软开关的实现也越容易。因此，该软开关拓扑可以工作在宽输入范围及任何负载范围，与有源箝位软开关拓扑相比具有一定的优点，可以作为应用于通讯、计算机系统等高功率密度场合的一种选择。
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