两种增强PFC段性能的方法
对于较低功率的应用而言，临界导电模式(crm)(也称作边界、边界线甚至是瞬态导电模式)通常是首选的控制技术。这种控制技术简单，市场上有采用这种技术的不同的商用控制器，容易设计。然而，高输入电压时，如果输入和输出电压之间的差距小，pfc段会变得不稳定。本文将说明解决这种问题的方法。pfc段一个更加常见的问题是通常发生在启动时的大电流过冲，而不论采用的是何种控制技术。
临界导电模式工作
临界导电模式(crm)工作是低功率应用中最常见的解决方案。这种控制方法可以采用可变频率控制原理来描述特征，即电感电流先上升至所需线路电流的2倍，然后下降至零，接着再上升至正电流，期间没有死区时间(dead-time)，如图1所示。这种控制方法需要电路精确地检测电感的磁芯复位。
图1 临界导电模式工作
零电流检测
确定退磁完成的常见解决方案在于感测电感电压，更具体地说，就是检测电感电压何时降至零。监测线圈电压并非经济的解决方案。相反，这升压电感与小型绕组相关，这绕组(称作“零电压检测器”或zcd绕组)提供了电感电压的一个缩小版本，能够用于控制器上，如图2所示。zcd绕组采用耦合形式，因而它在mosfet导电时间(反激配置)期间呈现出负电压，如图3中所示。这绕组提供：
vaux=-nvin，当mosfet导通时;
vaux=n(vout-vin)，当mosfet开路时。
其中，n是辅助绕组与主绕组之间的匝数比。
图2 ncp1607驱动的应用段典型应用示意图
当zcd电压(vaux)开始下降时线圈电流会达到零。许多crm控制器内部比较vaux与接近0v的zcd参考电压，检测出下降沿，并准时启动下一个驱动信号。为了实现强固的工作，应用了磁滞机制，并实际上产生较高的(upper)阈值(vaux上升时有效)及较低的(lower)阈值(vaux下降时有效)。出于不同原因(如安森美半导体ncp1607 pfc控制器中的zcd引脚的多功能性)，在大多数商用器件中这些阈值都相对较高(在1v及2v之间)。
例如，ncp1607数据表中可以发现下述的zcd阈值规范(引脚5是监测zcd信号的电路)。
vpin5上升：最低值为2.1v，典型值为2.3v，最大值为2.5v;
vpin5下降：最低值为1.5v，典型值为1.6v，最大值为1.8v。
要恰当地检测零电流，vaux信号必须高于较高的阈值。
图3 波形
极高输入线路时的不精确零电流检测
图4及图5显示出在高线路时会面对的一个问题。vaux电压在退磁相位期间较小，而这时vin较高，因为vaux与输出输入电压差成正比vaux=n(vout-vin)。此外，如图4所示，输入电压在开关频率呈现出交流含量。因此，vaux波形并不平坦，相反，它还包含纹波。在低线路时，这纹波可以忽略不计。在高线路时，vaux幅度在退磁相位期间较小。因此，这些振荡可能大到足以导致过早检测电感磁芯复位。事实上，如图4和图5所示的那样，零电流检测的精度降低了。
图4 不精确零电流检测导致的不稳定性
图5 连续导电模式工作
图4显示出现不稳定性问题时高输入线路(正弦波顶端，此处vin约为380v)下的vaux电压。我们可以看到mosfet关闭时，vaux电压轻微跃升至高于zcd阈值。由于其大纹波的缘故，在退磁相位期间，vaux电压首先增加，然后下降。由于在某些开关周期的末段vaux接近zcd阈值，这vaux电压下降导致零电压比较器在电感磁芯完全复位前就翻转(trip)。图5证实了这一论断。有时，升压二极管仍在导电时，pfc段开始新的周期。这个现象主要导致线路电流失真(见红色迹线)、功率因数退化，并可能有一些频率处在人耳可听到的噪声。
改善高线路工作的简单调整方法
如图6所示，在vcc与引脚5(zcd引脚)之间布设一颗电阻，能够减轻或抑制这个现象。这样一来，zcd引脚上就产生了偏置。
图6 zcd引脚上的调整
在测试的应用中，vcc为15v，且rzcd=68kω。在vcc与引脚5之间增加一颗电阻roff=680kω，就改变了施加在引脚5(zcd引脚)上的电压。退磁相位期间zcd引脚上施加的实际vaux电压就变为：
(1)
然后，施加在引脚5上的电压就偏置。事实上，这就像是vaux电压与减小了1.36v的zcd阈值比较。这样一来，新的实际zcd阈值就是：
vpin5上升：最低值为0.74v，典型值为0.94v,最大值为1.14v;
vpin5下降：最低值为0.14v，典型值为0.24v,最大值为0.44v。
这些降低的zcd阈值增加了zcd的精度，并能抑制ccm工作，在相同条件下获得的波特图(见图7)就证实了这一点。
图7 调整改善器件工作
必须注意，vpin5下降(我们的案例中是1.5v)时，偏置必须保持在低于zcd最低阈值。这是为了确保新的实际zcd阈值(vpin5下降时) 保持高于0v。否则，系统可能难于检测磁芯复位并因此启动新的开关序列。出于这个目的，应当考虑到vcc的变化。
启动时的大过冲
pfc段从输入线路正弦波电压源吸收正弦电流，因此，它们为负载提供仅匹配平均需求的方波正弦功率。输出电容(大电容)“吸收”实际提供的功率与负载消耗的功率之差值。
● 馈送给负载的功率低于需求时，输出电容放电，补偿功率差额。
● 提供的功率超过负载功耗时，输出电容充电，存储多余的能量。
因此，输出电压呈现出输入线路频率2倍的低频交流含量。不利的是，pfc电流整形(current-shaping)方法均基于控制信号无纹波的假设。否则，就不能够优化功率因数，因为输入线路电流重新复制了控制信号失真。这就是众所周知的pfc电路动态性能差的原因。它们的稳压环路带宽设得极低，从而抑制100hz或120hz纹波，否则输出电压就会注入这纹波。
由于系统极慢，pfc段遭受陡峭的负载或输入电压变化时，会在大电容上呈现出大的过冲(over-shoot)或欠冲(under-shoot)。启动序列就是这些瞬态中的一种，能够产生大的电压过应力(over-stress)。
图8 输出电压纹波
图9展示能在启动相位期间观察到的那类过冲。这波特图是使用由ncp1607驱动、负载是下行转换器的pfc段获得的。
图9 启动相位期间的过冲
承受启动过冲
应用软启动是减小过冲的一种自然选择。然而，设计人员所选择的控制器并不必须具有这个功能特性。此外，从定义来看，这种功能减缓了启动速度，而这并非总是可以接受。
另外一种简单的选择涉及在反馈感测电阻分压器处增加一个电容，如图10所示。在这个图中，我们假定感测网络中上部的电阻分割为两个电阻，而电容cfb并联连接在其中一个电阻的两端。
10 小幅调整反馈网络
如果控制电路中嵌入了传统的误差放大器，让我们分析电容cfb的影响。在稳态，cfb改变了传递函数。通过检测，我们立即注意到它增加了：
处于下述频率的一个零点：
(2)
处于下述频率的一个极点：
(3)
控制器集成了传导误差放大器(ota)时，情况就有点不同。这是因为反馈引脚(误差放大器的反相输入)不再是虚接地(virtual ground)。因此，电阻分压器中下部位置的电阻(rfbl)影响了极点频率的表达式。实际上，采用ota时：
(4)
然而，pfc输出电压的稳压电平通常处于390v范围，而控制器参考电压处在少数几伏的范围。因此，与(rfbu1+rfbu2)相比，rfbl极小;如果rfbu1与rfbu2处在相同范围，或如果rfbu1小于rfbu2，我们就可以考虑：rfbl=rfbu2。事实上，设计人员基于这些考虑因素，能够得出近似cfb产生的极点频率，即：
(5)
最后，两种配置中都获得相同的极点。
这些条件(rfbu1≈rfbu2)或(rfbu1≤rfbu2)并非限制性条件。相反，满足这些条件是明智之举，因为rfbu1两端的电压及相应的cfb两端的电压取决于rfbu1值与(rfbu1+rfbu2+rfbl)总电阻值的相对比较关系。这就是为什么它们是现实可行的原因。
如果rfbu1与rfbu2这两个电阻拥有类似阻值，
(6)
如果rfbl=rfbu2：
(7)
最后，如果与rfbu2相比rfbu1极小，我们就获得在控制至输出传递函数中抵消(cancel)的极点和零点。这样，增加cfb就对环路和交越频率没有影响。如果rfbu1与rfbu2处在相同范围，低频增益就略微增加，交越频率就以跟fp与fz的相同比率增加。事实上，特别是在rfbl=rfbu2时，这个增加的电容并不会大幅改变pfc段的动态性能。
然而，在启动相位期间，这个电容发挥重要作用。当输出电压上升时，cfb电容也充电。cfb充电电流增加到反馈电流中，所以稳压电平临时降低。这增加的电流与cfb电容值成正比，并取决于输出电压的陡峭度，因此，在输出电压快速充电时，这个影响更引人注目。
实际验证
在应用中已经测试了调整方法，反馈网络如下所示：
rfbu1≈rfbu2=470kω
rfbl=6.2kω
电阻rfbu1两端放置了一个100nf电容。它必须是一种高压电容，因为若我们假定输出电压最大值为450v，它两端的电压可能达到223v。作为一项经验法则(rule of the thumb)，我们选择了100nf电容值，这样，在观测到过冲时，时间常数(rfbu1cfb)就处在启动时间的范围之内。
图11比较没有时的启动序列(左图)与有cfb时的启动相位(右图)。这些波特图清楚显示电容的影响。cfb充电电流人为地增加了输出电压(即图中的vbulk)充电期间的反馈电流，导致预期的控制信号(vcontrol)放电。因此就没有观测到输出电压过冲。我们可进一步指明，启动时间未受明显影响。
图11 有cfb(左图)及没有cfb(右图)时的启动特性
图12显示了没有cfb时(左图)及有cfb时(右图)pfc段对突兀的负载改变(120w阶跃)的响应。我们的案例中(rfbu1=rfbu2)，cfb产生并不会相互抵消的额外极点及额外零点，且轻微改变环路特性。然而，最重要的是，采用cfb还是改善了响应，因为较大的输出偏差(output deviation)使这些负载阶跃类似于启动瞬态。因此，cfb在这里同样帮助控制电路出现预料中的所期望的电平恢复。
12 没有cfb时(左图)及有cfb时(右图)pfc段对负载阶跃变化的响应
结论
本文讨论了如何解决pfc段经常会面对的两个问题。首先，在crm应用中，零电流检测在高输入线路时精度不高，而当输入线路电压非常接近输出电压时，可能会出现某些不需要的连续导电模式周期，导致一些功率因数退化，及可能出现一些人耳可听到的噪声。能够使用一颗简单的电阻来改善这功能。其次，在启动序列期间，pfc段也可能呈现出过大的过冲。可以在反馈感测网络中放置一颗电容来限制或抑制这过应力。即便是在电源设计的极晚阶段，这两种调整方法都易于实施。
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图1 临界导电模式工作
零电流检测
确定退磁完成的常见解决方案在于感测电感电压，更具体地说，就是检测电感电压何时降至零。监测线圈电压并非经济的解决方案。相反，这升压电感与小型绕组相关，这绕组(称作“零电压检测器”或zcd绕组)提供了电感电压的一个缩小版本，能够用于控制器上，如图2所示。zcd绕组采用耦合形式，因而它在mosfet导电时间(反激配置)期间呈现出负电压，如图3中所示。这绕组提供：
vaux=-nvin，当mosfet导通时;
vaux=n(vout-vin)，当mosfet开路时。
其中，n是辅助绕组与主绕组之间的匝数比。
图2 ncp1607驱动的应用段典型应用示意图
当zcd电压(vaux)开始下降时线圈电流会达到零。许多crm控制器内部比较vaux与接近0v的zcd参考电压，检测出下降沿，并准时启动下一个驱动信号。为了实现强固的工作，应用了磁滞机制，并实际上产生较高的(upper)阈值(vaux上升时有效)及较低的(lower)阈值(vaux下降时有效)。出于不同原因(如安森美半导体ncp1607 pfc控制器中的zcd引脚的多功能性)，在大多数商用器件中这些阈值都相对较高(在1v及2v之间)。
例如，ncp1607数据表中可以发现下述的zcd阈值规范(引脚5是监测zcd信号的电路)。
vpin5上升：最低值为2.1v，典型值为2.3v，最大值为2.5v;
vpin5下降：最低值为1.5v，典型值为1.6v，最大值为1.8v。
要恰当地检测零电流，vaux信号必须高于较高的阈值。
图3 波形
极高输入线路时的不精确零电流检测
图4及图5显示出在高线路时会面对的一个问题。vaux电压在退磁相位期间较小，而这时vin较高，因为vaux与输出输入电压差成正比vaux=n(vout-vin)。此外，如图4所示，输入电压在开关频率呈现出交流含量。因此，vaux波形并不平坦，相反，它还包含纹波。在低线路时，这纹波可以忽略不计。在高线路时，vaux幅度在退磁相位期间较小。因此，这些振荡可能大到足以导致过早检测电感磁芯复位。事实上，如图4和图5所示的那样，零电流检测的精度降低了。
图4 不精确零电流检测导致的不稳定性
图5 连续导电模式工作
图4显示出现不稳定性问题时高输入线路(正弦波顶端，此处vin约为380v)下的vaux电压。我们可以看到mosfet关闭时，vaux电压轻微跃升至高于zcd阈值。由于其大纹波的缘故，在退磁相位期间，vaux电压首先增加，然后下降。由于在某些开关周期的末段vaux接近zcd阈值，这vaux电压下降导致零电压比较器在电感磁芯完全复位前就翻转(trip)。图5证实了这一论断。有时，升压二极管仍在导电时，pfc段开始新的周期。这个现象主要导致线路电流失真(见红色迹线)、功率因数退化，并可能有一些频率处在人耳可听到的噪声。
改善高线路工作的简单调整方法
如图6所示，在vcc与引脚5(zcd引脚)之间布设一颗电阻，能够减轻或抑制这个现象。这样一来，zcd引脚上就产生了偏置。
图6 zcd引脚上的调整
在测试的应用中，vcc为15v，且rzcd=68kω。在vcc与引脚5之间增加一颗电阻roff=680kω，就改变了施加在引脚5(zcd引脚)上的电压。退磁相位期间zcd引脚上施加的实际vaux电压就变为：
(1)
然后，施加在引脚5上的电压就偏置。事实上，这就像是vaux电压与减小了1.36v的zcd阈值比较。这样一来，新的实际zcd阈值就是：
vpin5上升：最低值为0.74v，典型值为0.94v,最大值为1.14v;
vpin5下降：最低值为0.14v，典型值为0.24v,最大值为0.44v。
这些降低的zcd阈值增加了zcd的精度，并能抑制ccm工作，在相同条件下获得的波特图(见图7)就证实了这一点。
图7 调整改善器件工作
必须注意，vpin5下降(我们的案例中是1.5v)时，偏置必须保持在低于zcd最低阈值。这是为了确保新的实际zcd阈值(vpin5下降时) 保持高于0v。否则，系统可能难于检测磁芯复位并因此启动新的开关序列。出于这个目的，应当考虑到vcc的变化。
启动时的大过冲
pfc段从输入线路正弦波电压源吸收正弦电流，因此，它们为负载提供仅匹配平均需求的方波正弦功率。输出电容(大电容)“吸收”实际提供的功率与负载消耗的功率之差值。
● 馈送给负载的功率低于需求时，输出电容放电，补偿功率差额。
● 提供的功率超过负载功耗时，输出电容充电，存储多余的能量。
因此，输出电压呈现出输入线路频率2倍的低频交流含量。不利的是，pfc电流整形(current-shaping)方法均基于控制信号无纹波的假设。否则，就不能够优化功率因数，因为输入线路电流重新复制了控制信号失真。这就是众所周知的pfc电路动态性能差的原因。它们的稳压环路带宽设得极低，从而抑制100hz或120hz纹波，否则输出电压就会注入这纹波。
由于系统极慢，pfc段遭受陡峭的负载或输入电压变化时，会在大电容上呈现出大的过冲(over-shoot)或欠冲(under-shoot)。启动序列就是这些瞬态中的一种，能够产生大的电压过应力(over-stress)。
图8 输出电压纹波
图9展示能在启动相位期间观察到的那类过冲。这波特图是使用由ncp1607驱动、负载是下行转换器的pfc段获得的。
图9 启动相位期间的过冲
承受启动过冲
应用软启动是减小过冲的一种自然选择。然而，设计人员所选择的控制器并不必须具有这个功能特性。此外，从定义来看，这种功能减缓了启动速度，而这并非总是可以接受。
另外一种简单的选择涉及在反馈感测电阻分压器处增加一个电容，如图10所示。在这个图中，我们假定感测网络中上部的电阻分割为两个电阻，而电容cfb并联连接在其中一个电阻的两端。
10 小幅调整反馈网络
如果控制电路中嵌入了传统的误差放大器，让我们分析电容cfb的影响。在稳态，cfb改变了传递函数。通过检测，我们立即注意到它增加了：
处于下述频率的一个零点：
(2)
处于下述频率的一个极点：
(3)
控制器集成了传导误差放大器(ota)时，情况就有点不同。这是因为反馈引脚(误差放大器的反相输入)不再是虚接地(virtual ground)。因此，电阻分压器中下部位置的电阻(rfbl)影响了极点频率的表达式。实际上，采用ota时：
(4)
然而，pfc输出电压的稳压电平通常处于390v范围，而控制器参考电压处在少数几伏的范围。因此，与(rfbu1+rfbu2)相比，rfbl极小;如果rfbu1与rfbu2处在相同范围，或如果rfbu1小于rfbu2，我们就可以考虑：rfbl=rfbu2。事实上，设计人员基于这些考虑因素，能够得出近似cfb产生的极点频率，即：
(5)
最后，两种配置中都获得相同的极点。
这些条件(rfbu1≈rfbu2)或(rfbu1≤rfbu2)并非限制性条件。相反，满足这些条件是明智之举，因为rfbu1两端的电压及相应的cfb两端的电压取决于rfbu1值与(rfbu1+rfbu2+rfbl)总电阻值的相对比较关系。这就是为什么它们是现实可行的原因。
如果rfbu1与rfbu2这两个电阻拥有类似阻值，
(6)
如果rfbl=rfbu2：
(7)
最后，如果与rfbu2相比rfbu1极小，我们就获得在控制至输出传递函数中抵消(cancel)的极点和零点。这样，增加cfb就对环路和交越频率没有影响。如果rfbu1与rfbu2处在相同范围，低频增益就略微增加，交越频率就以跟fp与fz的相同比率增加。事实上，特别是在rfbl=rfbu2时，这个增加的电容并不会大幅改变pfc段的动态性能。
然而，在启动相位期间，这个电容发挥重要作用。当输出电压上升时，cfb电容也充电。cfb充电电流增加到反馈电流中，所以稳压电平临时降低。这增加的电流与cfb电容值成正比，并取决于输出电压的陡峭度，因此，在输出电压快速充电时，这个影响更引人注目。
实际验证
在应用中已经测试了调整方法，反馈网络如下所示：
rfbu1≈rfbu2=470kω
rfbl=6.2kω
电阻rfbu1两端放置了一个100nf电容。它必须是一种高压电容，因为若我们假定输出电压最大值为450v，它两端的电压可能达到223v。作为一项经验法则(rule of the thumb)，我们选择了100nf电容值，这样，在观测到过冲时，时间常数(rfbu1cfb)就处在启动时间的范围之内。
图11比较没有时的启动序列(左图)与有cfb时的启动相位(右图)。这些波特图清楚显示电容的影响。cfb充电电流人为地增加了输出电压(即图中的vbulk)充电期间的反馈电流，导致预期的控制信号(vcontrol)放电。因此就没有观测到输出电压过冲。我们可进一步指明，启动时间未受明显影响。
图11 有cfb(左图)及没有cfb(右图)时的启动特性
图12显示了没有cfb时(左图)及有cfb时(右图)pfc段对突兀的负载改变(120w阶跃)的响应。我们的案例中(rfbu1=rfbu2)，cfb产生并不会相互抵消的额外极点及额外零点，且轻微改变环路特性。然而，最重要的是，采用cfb还是改善了响应，因为较大的输出偏差(output deviation)使这些负载阶跃类似于启动瞬态。因此，cfb在这里同样帮助控制电路出现预料中的所期望的电平恢复。
12 没有cfb时(左图)及有cfb时(右图)pfc段对负载阶跃变化的响应
结论
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