集成电路基站混频器中本振噪声的规格和测量
本振（lo）的残余相位噪声可以通过集成电路混频器中片上本振驱动器/缓冲器的加性噪声来降低。强rf信号与lo噪声的相互混合会降低接收器灵敏度。集成混频器中lo噪声衰减的规格和评估将使系统设计人员能够计算接收器的灵敏度损失。
介绍
蜂窝基站接收器在存在高电平阻塞/干扰源的情况下工作，同时需要感测天线上感兴趣的微弱信号。干扰源通常被拒绝 通过滤波器，但仅在第一次下变频后的中频（if）下变频。中频滤波器之前的lna和混频器要求具有高线性度（ip3）和低噪声系数（nf）。
具有简化模块的典型基站接收器如图1所示。接收器从天线开始，天线具有塔顶极高 q 值腔调谐滤波器，lna 位于 靠近天线。一根长同轴电缆将接收到的信号连接到收发器。收发器单元具有级联lna、低噪声混频器、saw滤波器和if放大器，从而形成模数转换器（adc）。第一个混频器执行低至70mhz–100mhz（cdma 800/gsm 900）或200mhz–300mhz（gsm 1800/gsm 1900/umts）典型if的转换。
图1.蜂窝基站接收器的基本模块。
混频器模块的线性度和噪声要求通常由需要 17dbm 驱动到 lo 端口>无源二极管环形混频器来满足（图 2）。这些基站混频器是分立设计或混合模块，由外部50ω缓冲放大器驱动。因此，可以在施加到混频器之前滤除本振残余噪声。在ic实现中，必须注意指定和设计本地振荡器驱动器噪声，以满足系统要求。可以在芯片输入端以较低的振荡器电平执行滤波，以将噪声限制在kt。缓冲放大器会降低lo相位本底噪声。在存在大阻塞信号的情况下，由于lo噪声与强干扰源的相互混合，接收器噪声会增加。
图2.带lo滤波的分立式无源电平17基站接收混频器。
混频器噪声模型
热噪声是接收混频器中最常用的指定和测量噪声。它描述了具有50ω匹配rf输入端口且噪声功率密度为-174dbm/hz（kt）的混频器的噪声性能o).折合到输入端的热噪声由噪声系数（10log10f）混合器的规格。
其中
k = 玻尔兹曼常数 （1.381 x 10-23j/k），
to= 绝对温度 （290k），
f= 混频器的噪声因数。
在rf端口存在强rf信号的情况下发生相互混频。这是nf测量期间未考虑的额外噪声。相互混合噪声 n.rm我参考输入可以在特定的阻塞性水平s进行评估bl.给定混频器的本底lo噪声和带宽b，if处的相互混合噪声为
如果干扰源频率偏移与目标信号的偏移足够大，则假定相位噪声平坦。这两个噪声源是独立的，可以总结为图4所示。在存在阻塞信号的情况下，输入到输出的信噪比下降可以表示为
lo噪声规格
图3.典型的集成电路基站接收混频器，集成lo缓冲器和增益 在if的函数。
lo驱动器的有效本底噪声
将等式1和2代入3时，描述了lo本底噪声 （以dbc/hz为单位）对接收器信噪比的影响。高线性度混频器通常需要高lo驱动电平，放大器的本底噪声可能会增加一个数量级。由于倒易混频会影响if端口的lo噪声，如公式2所定义，因此可以通过在if处测量来测量lo驱动器的本底噪声。图5所示的设置可用于测量阻塞条件下的混频器噪声。本底噪声是在无信号下测量的，然后在阻塞条件下测量的。该 nbl由输出本底热噪声组成，n千o和输出倒易混频噪声，n.rmo由saw滤波器和if放大器改变。n千o由小信号噪声 （f） 和增益 （g） 测量值确定。
n.rmo可以从n中分离出来bl可以计算集成lo驱动器的（dbc/hz）。指定集成电路混频器的有效本底噪声有助于系统设计人员根据公式3估算信噪比（snr）的劣化。
图4.混频器噪声表示为热噪声和倒数混合噪声的总和。
计算示例
max9993为有源混频器，设计用于pcs/dcs/umts （1.7g–2.2g）应用。它的典型增益为8.5db，nf为9.5db，iip3 = 23.5dbm，p1db = 13.0dbm，工作在0和6dbm之间。折合到输入端的热噪声，n千我为 -174 + 9.5 = -164.5dbm/hz 和输出本底热噪声，n千o为 -174 + 9.5 + 8.5 = -156 dbm/hz。本例中的工作频率为 f如果=190兆赫 ， f瞧= 1800mhz 和 f射频= 1990兆赫。注入与 frf 偏移 5mhz 的 25dbm 阻塞信号 （fbl=2015mhz），并使用 190mhz 中频滤波器 （sawtek 855770） 在 215mhz 处抑制阻塞信号，使用安捷伦 e127b 频谱分析仪在 -4404dbm/hz 处测量 nbl。在没有阻塞器的情况下，设置的本底噪声测量值为 n千o= -134分贝/赫兹。设置中使用的if放大器的增益为29.5db，nf为2.5db。测得的n千o同意使用实验设置中模块的增益和nf进行计算。
图5.测量阻塞条件下噪声并推导的实验装置
图6.本振噪声indbc/hz与输入本振的关系驱动max9982的功率与温度的函数关系。
在存在阻塞信号的情况下，本底噪声的增加归因于混频器输出的信噪比从n下降千o到 nbl.本底噪声（nbl）由频谱分析仪测量的噪声贡献来自热、倒易混频噪声、saw和if放大器。对于级联块分析，混频器的有效噪声系数从9.5db增加到16db，以考虑测量的总输出噪声功率。从复合噪声（nbl）、相互混合噪声n.rm我可以使用混频器噪声部分中开发的方程进行提取。公式3所示的信噪比衰减为16db。求解 n.rm我在公式 3 中，得出
折合到输入端的倒数混频噪声n.rm我= 15dbm/hz - 174dbm/hz = -159dbm/hz。由于使用了5dbm阻塞器，因此为-164dbc/hz。这远低于-151dbc/hz的gsm要求。
定义为信噪比（dbc/hz）的lo噪声随lo驱动而变化，因为驱动信号受lo缓冲器的限制。第二个示例对此进行了说明。
max9982为蜂窝cdma/gsm频段（825mhz–915mhz）高线性度混频器，输入ip3>26dbm，增益为3db，nf = 11db。该混频器能够采用-5dbm至+5dbm的lo驱动工作。大多数规格与驱动信号无关。图6显示了（dbc/hz）与驱动电平的函数关系图。用于此测量的设置与图5中的设置相同。来自sawtek（86）的6.854823mhz gsm if滤波器用于衰减if处的阻塞信号（dut为5dbm）。
结论
本文讨论了本振缓冲放大器噪声在基站ic混频器设计规范中的作用。使用简单的噪声模型，可以从阻塞条件下的总噪声中提取倒数混合分量。通过测量阻塞条件下的总输出噪声来表征两个集成电路基站混频器的内部缓冲放大器的lo噪声。该数据可用于计算阻塞条件下接收器灵敏度的损失。
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具有简化模块的典型基站接收器如图1所示。接收器从天线开始，天线具有塔顶极高 q 值腔调谐滤波器，lna 位于 靠近天线。一根长同轴电缆将接收到的信号连接到收发器。收发器单元具有级联lna、低噪声混频器、saw滤波器和if放大器，从而形成模数转换器（adc）。第一个混频器执行低至70mhz–100mhz（cdma 800/gsm 900）或200mhz–300mhz（gsm 1800/gsm 1900/umts）典型if的转换。
图1.蜂窝基站接收器的基本模块。
混频器模块的线性度和噪声要求通常由需要 17dbm 驱动到 lo 端口>无源二极管环形混频器来满足（图 2）。这些基站混频器是分立设计或混合模块，由外部50ω缓冲放大器驱动。因此，可以在施加到混频器之前滤除本振残余噪声。在ic实现中，必须注意指定和设计本地振荡器驱动器噪声，以满足系统要求。可以在芯片输入端以较低的振荡器电平执行滤波，以将噪声限制在kt。缓冲放大器会降低lo相位本底噪声。在存在大阻塞信号的情况下，由于lo噪声与强干扰源的相互混合，接收器噪声会增加。
图2.带lo滤波的分立式无源电平17基站接收混频器。
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热噪声是接收混频器中最常用的指定和测量噪声。它描述了具有50ω匹配rf输入端口且噪声功率密度为-174dbm/hz（kt）的混频器的噪声性能o).折合到输入端的热噪声由噪声系数（10log10f）混合器的规格。
其中
k = 玻尔兹曼常数 （1.381 x 10-23j/k），
to= 绝对温度 （290k），
f= 混频器的噪声因数。
在rf端口存在强rf信号的情况下发生相互混频。这是nf测量期间未考虑的额外噪声。相互混合噪声 n.rm我参考输入可以在特定的阻塞性水平s进行评估bl.给定混频器的本底lo噪声和带宽b，if处的相互混合噪声为
如果干扰源频率偏移与目标信号的偏移足够大，则假定相位噪声平坦。这两个噪声源是独立的，可以总结为图4所示。在存在阻塞信号的情况下，输入到输出的信噪比下降可以表示为
lo噪声规格
图3.典型的集成电路基站接收混频器，集成lo缓冲器和增益 在if的函数。
lo驱动器的有效本底噪声
将等式1和2代入3时，描述了lo本底噪声 （以dbc/hz为单位）对接收器信噪比的影响。高线性度混频器通常需要高lo驱动电平，放大器的本底噪声可能会增加一个数量级。由于倒易混频会影响if端口的lo噪声，如公式2所定义，因此可以通过在if处测量来测量lo驱动器的本底噪声。图5所示的设置可用于测量阻塞条件下的混频器噪声。本底噪声是在无信号下测量的，然后在阻塞条件下测量的。该 nbl由输出本底热噪声组成，n千o和输出倒易混频噪声，n.rmo由saw滤波器和if放大器改变。n千o由小信号噪声 （f） 和增益 （g） 测量值确定。
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