学技术 | Infineon MOSFET的参数密码--Vplateau
邪恶的一面我们称：「魔鬼藏在细节里」；
善良的一面我们称：「天使藏在细节里」。
不管之前有没有被魔鬼陷害到——尤其是低压控制的领域，今天鱼干我要讲的是细节里的天使，希望可以让被魔鬼挖坑跳进去的哈味（hardware）工程师门可以爬出魔鬼挖的坑。其实这个坑是很多人都知道的，只是不晓得如何巧妙避开的个中诀窍，鱼干我也是曾经掉在这个坑内很久爬不出来、抓破头皮想破头不晓得是怎么跌进坑的@_@”
今天要说的，在高压（>5v）的应用不太会构成什么大问题，但若是应用在低压（尤其是mcu logic level应用的）就要特别注意mosfet的选型了，否则会在驱动的时候产生过高的损失（切换损与导通损）。
mosfet gate电容分布示意：
mosfet data sheet内有标示：ciss、coss和crss，
其中：
ciss = cgs + cgd；
coss = cds + cgd；
crss = cgd.
但由于这些容值与电压变化有关，因此最好根据gate charge参数内来计算适当的开与关的值（电流与速度）。
下图为logic level mosfet isc0806nls data sheet
有没有发现万绿丛中的一点红？那么多qxx内就出现那么一个完全不一样的vplateau？对啦！那个参数就是这一整篇想要去找的、传说中的”天使”~ vplateau到底在gate charge的整个图表内占了什么样的角色与份量？
有没有看到下列图表内的qgd那个平台？对！就是那个平台--传说中的vplateau也就是众所皆知的米勒平台，说穿了好像也没什么了不起^_^||
从上面的图表我们可以得知：
gate电压从：
qgs charge阶段：
t0 -> t1 vgs到达（vg（th））时，idrain开始流动；
t1 -> t2 vgs到达vplateau电压时qgs结束、idrain达到饱和、vds开始往下降；
qgd charge阶段
t2 -> t3 vgs对cgd充电
t3 -> t4 qgd结束、vgs上升到最高电压后，整个qg结束
若是在5v logic level的控制系统中又不外挂一个gate driver ic，选用了vplateau >5v的mosfet会发生什么事呢^_^？
如果datasheet内没有明确的标示出vplateau怎么办呢？没关系，我们再去找一张gate charge的图表（一定会有），图表内的那个平台约略也可以显示出vplateau这个值：
从下图可以看出vgs对应到ig的图标（理想波形）与右侧展开后的波形：
[ vdriver（red）、vgs（green）、ig（blue）]
将上图展开后可以看到vdrive，vgs，ig的细节可以发现，依照qg公式计算出的电流并非全时直流，而是瞬时直流：
因此可以表示为：
由上式可以将r再简化为rg-ext + rg-int
某些较快速之mosfet内部会再串入一个低阻值的rg以避免切换速度过快造成mosfet损坏。
rg-ext则是我们自由设定的；
vdrive则是gate driver ic的输出电压（也可以是totem pole输出）
因此可以再简化为：
ig=（vdriver–vgs）÷（rg-ext + rg-int）
以isc0806nls为例：
rg-int =1.2 ohm
vgs（th）= 2.3v
rg-ext = 5.6 ohm
vdrive =5v
ig=（5v–2.3v）÷（1.2 ohm + 5.6 ohm）= 397ma
选择gate driver ic时可以满足这个电流即可，因为根据电容瞬时电流特性，此397ma只出现在很短暂的时间内。
pdrive = qg x vg x fsw
由上式可以得知：任一个数据越高pd就会越高，但通常qg与vg是不会变的，会变的通常是工作频率fsw
以isc0806nls为例：
qg =49nc（max）
vg = 5v
fsw = 100khz
pd =49nc x 5v x 100khz =24.5mw
假设我们将fsw提高到500khz:
pd =49nc x 5v x 500khz =122.5mw
pd增加了5倍，因此在散热方面就必需留意。
为了不让整个计算显得太复杂，鱼干我将整个电流计算给简化了，就像我们通常在g-s端并联1个10kohm来防止电源投入瞬间造成mosfet短路损坏。但，为什么是10k？为什么不是1k或是100k？
其实这个rg-s是有计算式可以精算出的，只是万一要更换mosfet因为ciss不同就得一并更换电阻那就复杂了，电流的这个公式也是相同的道理，已知驱动电流0.5a的gd已经够用，我们就不需要去选一个相对较贵的3a的gd对吧？
但是，在实际的pcb布线上还存在着预期外、但又真实存在的杂散电感与电容如下图：
诸如此类的细节将待有机会再继续深入探讨，因为有驱动上升与下降时间常数的问题，速度太慢切换损变高（qg）速度太快会有emi的问题…
有关于动态特性咱下次再聊~
低速电动车标准制定 将向规范化发展
DRAM和NAND闪存和其它存储器技术的区别
智慧城市建设 市场需要“数字孪生”
这次是真的：诺基亚将推出可穿戴设备
VJ系列3D轮廓测量仪，一键轻松获得2D/3D参数
学技术 | Infineon MOSFET的参数密码--Vplateau
使用RAPID cuDF处理时间序列数据的常见步骤
网络病毒的特点
5G毫米波技术在工业上的创新
普通高校的人工智能专业也是完全可以选择的
消息称苹果激光雷达大追单，供应商稳懋半导体产能爆满
拥抱清洁能源，博威合金环保先行！
如果遇到了这些问题，我建议你尽早接入智能客服机器人
如何去掉SPI0和UART0选项
Phrase助力聪意精简游戏本地化流程
后端程序员是做什么的
中智行走‘5G+AI’的车路协同道路，发展未来的出行服务
三相异步电机的接线方法
台、中PCB厂竞争状态将加速进入到下一个阶段
物联网时代到来，固步自封只会被抛弃
善良的一面我们称：「天使藏在细节里」。
不管之前有没有被魔鬼陷害到——尤其是低压控制的领域，今天鱼干我要讲的是细节里的天使，希望可以让被魔鬼挖坑跳进去的哈味（hardware）工程师门可以爬出魔鬼挖的坑。其实这个坑是很多人都知道的，只是不晓得如何巧妙避开的个中诀窍，鱼干我也是曾经掉在这个坑内很久爬不出来、抓破头皮想破头不晓得是怎么跌进坑的@_@”
今天要说的，在高压（>5v）的应用不太会构成什么大问题，但若是应用在低压（尤其是mcu logic level应用的）就要特别注意mosfet的选型了，否则会在驱动的时候产生过高的损失（切换损与导通损）。
mosfet gate电容分布示意：
mosfet data sheet内有标示：ciss、coss和crss，
其中：
ciss = cgs + cgd；
coss = cds + cgd；
crss = cgd.
但由于这些容值与电压变化有关，因此最好根据gate charge参数内来计算适当的开与关的值（电流与速度）。
下图为logic level mosfet isc0806nls data sheet
有没有发现万绿丛中的一点红？那么多qxx内就出现那么一个完全不一样的vplateau？对啦！那个参数就是这一整篇想要去找的、传说中的”天使”~ vplateau到底在gate charge的整个图表内占了什么样的角色与份量？
有没有看到下列图表内的qgd那个平台？对！就是那个平台--传说中的vplateau也就是众所皆知的米勒平台，说穿了好像也没什么了不起^_^||
从上面的图表我们可以得知：
gate电压从：
qgs charge阶段：
t0 -> t1 vgs到达（vg（th））时，idrain开始流动；
t1 -> t2 vgs到达vplateau电压时qgs结束、idrain达到饱和、vds开始往下降；
qgd charge阶段
t2 -> t3 vgs对cgd充电
t3 -> t4 qgd结束、vgs上升到最高电压后，整个qg结束
若是在5v logic level的控制系统中又不外挂一个gate driver ic，选用了vplateau >5v的mosfet会发生什么事呢^_^？
如果datasheet内没有明确的标示出vplateau怎么办呢？没关系，我们再去找一张gate charge的图表（一定会有），图表内的那个平台约略也可以显示出vplateau这个值：
从下图可以看出vgs对应到ig的图标（理想波形）与右侧展开后的波形：
[ vdriver（red）、vgs（green）、ig（blue）]
将上图展开后可以看到vdrive，vgs，ig的细节可以发现，依照qg公式计算出的电流并非全时直流，而是瞬时直流：
因此可以表示为：
由上式可以将r再简化为rg-ext + rg-int
某些较快速之mosfet内部会再串入一个低阻值的rg以避免切换速度过快造成mosfet损坏。
rg-ext则是我们自由设定的；
vdrive则是gate driver ic的输出电压（也可以是totem pole输出）
因此可以再简化为：
ig=（vdriver–vgs）÷（rg-ext + rg-int）
以isc0806nls为例：
rg-int =1.2 ohm
vgs（th）= 2.3v
rg-ext = 5.6 ohm
vdrive =5v
ig=（5v–2.3v）÷（1.2 ohm + 5.6 ohm）= 397ma
选择gate driver ic时可以满足这个电流即可，因为根据电容瞬时电流特性，此397ma只出现在很短暂的时间内。
pdrive = qg x vg x fsw
由上式可以得知：任一个数据越高pd就会越高，但通常qg与vg是不会变的，会变的通常是工作频率fsw
以isc0806nls为例：
qg =49nc（max）
vg = 5v
fsw = 100khz
pd =49nc x 5v x 100khz =24.5mw
假设我们将fsw提高到500khz:
pd =49nc x 5v x 500khz =122.5mw
pd增加了5倍，因此在散热方面就必需留意。
为了不让整个计算显得太复杂，鱼干我将整个电流计算给简化了，就像我们通常在g-s端并联1个10kohm来防止电源投入瞬间造成mosfet短路损坏。但，为什么是10k？为什么不是1k或是100k？
其实这个rg-s是有计算式可以精算出的，只是万一要更换mosfet因为ciss不同就得一并更换电阻那就复杂了，电流的这个公式也是相同的道理，已知驱动电流0.5a的gd已经够用，我们就不需要去选一个相对较贵的3a的gd对吧？
但是，在实际的pcb布线上还存在着预期外、但又真实存在的杂散电感与电容如下图：
诸如此类的细节将待有机会再继续深入探讨，因为有驱动上升与下降时间常数的问题，速度太慢切换损变高（qg）速度太快会有emi的问题…
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这次是真的：诺基亚将推出可穿戴设备
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