确保多重FPGA电轨依正确顺序关闭，可避免装置因电压而提早故障
确保多重fpga电轨依正确顺序关闭，跟确保开机程序是否正确一样重要，可避免装置因电压状态无法判断而提早故障。
电源定序避免损坏
在启动目前的大型系统单晶片fpga的多重电轨时，有许多技巧可用来控制其启动顺序和时序。遵照装置制造商所指定的正确顺序甚为重要，如此可避免装置抽取过多电流而导致损坏。
有些方法是透过操纵各转换器的电源良好输出，来控制顺序中下一个供应的enable脚位。如需要继电器，可插入电容器。另一种类似的方式则是使用重置ic，在前一个供电达到所要的电压后启动下一个转换器。每种方法都有一些缺点，且这些方法都无法控制电源关闭的顺序。依正确的相反顺序关闭电轨，跟开启电源顺序是否正确一样重要，都是为了确保装置能安全运作。
使用专用的电源定序ic，则更能稳定确保其顺序正确。ic可程式化，在所要的时间点分别传送enable讯号。图1显示多通道定序器如何管理fpga核心逻辑、周边和i/o电域。即使如此，电源关闭顺序仍旧难以控制，因为每个电轨上的去耦合电容器在转换器关闭后仍可能残留电荷，且残留时间不一定，而每个电轨最多可能连接多达20mf的总去耦合电容。
图1 透过定序ic管理fpga电轨。
定序器维持电源关闭控制
使用具有已知时间常数的电路，主动将去耦合电容器放电，定序器便能维持正确的电源关闭顺序，其做法是在串联的电容器中暂时插入放电电阻器。图2显示如何在加入最少必要元件下，使用一对细心挑选的mosfet将电阻器插入电路中。
图2 控制电源定序的主动放电电路。
电源定序器的en输出连接到dc-dc稳压器的enable脚位，也连接到p通道mosfet（q1）的闸极。定序器输出降低停用dc-dc稳压器时，q1便会反转讯号，开启n通道mosfet q2。开启时，q2会透过r2电阻使15mf去耦合电容器放电到接地。
图中的电路假设dc-dc稳压器在提供关机讯号后无法持续产生输出。假如dc-dc稳压器的输出能在收到关机指令后持续供应电源，则需要额外的继电器才能启动放电电路。
选择的r2值必须能确保适当的放电时间，让定序器能在可接受的时间间隔内完成关机。另外还要注意的是，电阻必须够大，才能避免电流尖峰值上升率过快，避免引发emi问题，以及对q2和去耦合电容器组造成瞬态热应力。实务上，选择r2值时需考虑一些额外的重要参数，像是q2的导通电阻（rds（on））和电容器组的等效串联电阻（esr）。
选择mosfet q1时应参考电源定序器的输出电压阈值。所选的装置应有够高的闸极阈值电压（vgs（th）），确保定序器输出为高电位时能保持关闭，但要注意的是，vgs（th）会随接面温度上升而下降。本范例中选择的定序器操作供应电压为5v，最小指定高电位输出电压为4.19v。q1的vgs（th）在60℃环境操作温度下必须大于0.9v，以确保运作正常。此外，闸极应使用100kω电阻下拉至源极电位，以避免误开。查看mosfet资料表中vgs（th）与温度的标准化曲线，显示diodes公司的zxmp6a13f符合要求：保证最小vgs（th）在室温下为1v，到60℃则下降至0.9v左右。
在此范例中，我们假设定序器必须在100ms内关闭总共10v的电轨。因此，每个电轨的去耦合电容器组必须在10ms内完成放电。目标是达成rc时间常数8ms的3倍，确保电容器在要求时间内放电到全电压的5%以下。计算rc常数时，电容器组的mosfet rds（on）、寄生线路电阻和esr都必须与电阻器r2一同纳入考量。
假设电容器esr和线路电阻加起来不超过10mω，去耦合电容器组的总电容值为15mf，则rds（on）和r2的适当值可用下列运算式求得：
3x（10mω+r2+（1.5×rds（on）））×15mf=8ms
假设r2=50mω，功率mosfet q2的rds（on）在vgs=4.5v且环境温度为25℃下必须小于80mω。
选择mosfet时，温度相关变动的效应和rds（on）的批量变异也应考量在内。rds（on）在4.5v闸极驱动下、超出预期作业温度范围时的变异可能高达15mω。因此最好的做法是，确定r2为所选mosfet之制造商指定最大rds（on）的两倍左右。如果r2为50mω，则可选用diodes公司的dmn3027lfg n通道mosfet。此装置在vgs=4.5v、室温下的rds（on）典型值和最大值分别为22mω和26.5mω。因此，rds（on）变化可从15mω到40mω，放电时间从95%（3倍rc）的3.9ms起跳，使用最差20mf大小的电容器组时放电时间则可能拉长到5.4ms。
评估最大单一脉冲保护mosfet安全
dmn3027lfg会随时间以电流和电压为函数消耗电容器内的能源，因此有需要评估最大单一脉冲，让功率mosfet能够安全应付，同时确保接面温度不会超过绝对最高额定典型值tj（max）=150 ℃。相关详细资料可查看mosfet资料表中的安全操作区（soa）。soa应以所需的mosfet闸极驱动器应用的环境操作温度为基础。在使带0.9v电荷的电容器组放电时，可接受的soa曲线应指出单一脉冲尖峰电流量为至少1v，脉冲宽度介于1ms至10ms。soa应适用于一般的应用环境温度，安装在使用最少散热器（亦称最小建议垫片mrp配置）下的电路板上时，亦即假设的60℃。
此外也需要考量dmn3027lfg（q2） mosfet和r2串联电阻的功耗。最糟的使用情况，就是在很短的时间内对电容器进行充放电。假设最糟情况下，电源定序器可进入连续回路，每隔20ms启动一次dc-dc稳压器并接着停用（10ms启用+10ms停用），dmn3027lfg和r2将会有大约0.5w的功耗。这是从电容器组储存的已知总能源会每隔20ms放电计算得到：
p=e÷t=½cv2÷20ms=500mw（假设c=20mf，充电至1v）
dmn3027lfg的最大温度调整rds（on）为40mω，因此q2和r2的功耗分别为222mw和278mw。若rds（on）为较低的15mω，r2的功耗将增加到385mw，因此需使用0.5w额定值的电阻。
在一般应用中，环境温度预期接近60℃，而dmn3027lfg在最小建议垫片配置下的接面至环境热电阻（rθja）为130℃/w，功耗达222mw时tj接近90℃。这表示tj（max）=150℃还有很多预留空间。
图3显示电路实际运作方式。尖峰电流限制在大约12.5a，电容器组从初始1v充电状态下放电至5%的时间约为4ms，此数值接近理论值的计算结果。
图3 在控制时间和限制放电电流下关闭单一电轨。
依照正确顺序关闭个别电源供应跟确定开机顺序是否正确都是为了避免复杂的多轨式fpga损坏。让去耦合电容器主动放电，有助稳定确保每个电轨能在已知的时间内关闭。主要mosfet开关时，应确保元件具备适当的时间常数，且能耐受最糟的电源循环条件下所造成的应力。
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电源定序避免损坏
在启动目前的大型系统单晶片fpga的多重电轨时，有许多技巧可用来控制其启动顺序和时序。遵照装置制造商所指定的正确顺序甚为重要，如此可避免装置抽取过多电流而导致损坏。
有些方法是透过操纵各转换器的电源良好输出，来控制顺序中下一个供应的enable脚位。如需要继电器，可插入电容器。另一种类似的方式则是使用重置ic，在前一个供电达到所要的电压后启动下一个转换器。每种方法都有一些缺点，且这些方法都无法控制电源关闭的顺序。依正确的相反顺序关闭电轨，跟开启电源顺序是否正确一样重要，都是为了确保装置能安全运作。
使用专用的电源定序ic，则更能稳定确保其顺序正确。ic可程式化，在所要的时间点分别传送enable讯号。图1显示多通道定序器如何管理fpga核心逻辑、周边和i/o电域。即使如此，电源关闭顺序仍旧难以控制，因为每个电轨上的去耦合电容器在转换器关闭后仍可能残留电荷，且残留时间不一定，而每个电轨最多可能连接多达20mf的总去耦合电容。
图1 透过定序ic管理fpga电轨。
定序器维持电源关闭控制
使用具有已知时间常数的电路，主动将去耦合电容器放电，定序器便能维持正确的电源关闭顺序，其做法是在串联的电容器中暂时插入放电电阻器。图2显示如何在加入最少必要元件下，使用一对细心挑选的mosfet将电阻器插入电路中。
图2 控制电源定序的主动放电电路。
电源定序器的en输出连接到dc-dc稳压器的enable脚位，也连接到p通道mosfet（q1）的闸极。定序器输出降低停用dc-dc稳压器时，q1便会反转讯号，开启n通道mosfet q2。开启时，q2会透过r2电阻使15mf去耦合电容器放电到接地。
图中的电路假设dc-dc稳压器在提供关机讯号后无法持续产生输出。假如dc-dc稳压器的输出能在收到关机指令后持续供应电源，则需要额外的继电器才能启动放电电路。
选择的r2值必须能确保适当的放电时间，让定序器能在可接受的时间间隔内完成关机。另外还要注意的是，电阻必须够大，才能避免电流尖峰值上升率过快，避免引发emi问题，以及对q2和去耦合电容器组造成瞬态热应力。实务上，选择r2值时需考虑一些额外的重要参数，像是q2的导通电阻（rds（on））和电容器组的等效串联电阻（esr）。
选择mosfet q1时应参考电源定序器的输出电压阈值。所选的装置应有够高的闸极阈值电压（vgs（th）），确保定序器输出为高电位时能保持关闭，但要注意的是，vgs（th）会随接面温度上升而下降。本范例中选择的定序器操作供应电压为5v，最小指定高电位输出电压为4.19v。q1的vgs（th）在60℃环境操作温度下必须大于0.9v，以确保运作正常。此外，闸极应使用100kω电阻下拉至源极电位，以避免误开。查看mosfet资料表中vgs（th）与温度的标准化曲线，显示diodes公司的zxmp6a13f符合要求：保证最小vgs（th）在室温下为1v，到60℃则下降至0.9v左右。
在此范例中，我们假设定序器必须在100ms内关闭总共10v的电轨。因此，每个电轨的去耦合电容器组必须在10ms内完成放电。目标是达成rc时间常数8ms的3倍，确保电容器在要求时间内放电到全电压的5%以下。计算rc常数时，电容器组的mosfet rds（on）、寄生线路电阻和esr都必须与电阻器r2一同纳入考量。
假设电容器esr和线路电阻加起来不超过10mω，去耦合电容器组的总电容值为15mf，则rds（on）和r2的适当值可用下列运算式求得：
3x（10mω+r2+（1.5×rds（on）））×15mf=8ms
假设r2=50mω，功率mosfet q2的rds（on）在vgs=4.5v且环境温度为25℃下必须小于80mω。
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此外也需要考量dmn3027lfg（q2） mosfet和r2串联电阻的功耗。最糟的使用情况，就是在很短的时间内对电容器进行充放电。假设最糟情况下，电源定序器可进入连续回路，每隔20ms启动一次dc-dc稳压器并接着停用（10ms启用+10ms停用），dmn3027lfg和r2将会有大约0.5w的功耗。这是从电容器组储存的已知总能源会每隔20ms放电计算得到：
p=e÷t=½cv2÷20ms=500mw（假设c=20mf，充电至1v）
dmn3027lfg的最大温度调整rds（on）为40mω，因此q2和r2的功耗分别为222mw和278mw。若rds（on）为较低的15mω，r2的功耗将增加到385mw，因此需使用0.5w额定值的电阻。
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图3显示电路实际运作方式。尖峰电流限制在大约12.5a，电容器组从初始1v充电状态下放电至5%的时间约为4ms，此数值接近理论值的计算结果。
图3 在控制时间和限制放电电流下关闭单一电轨。
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