使用NCP1623A设计紧凑高效的PFC级的IC控制电路设计
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之前我们介绍过快速设计由 ncp1623 驱动的 crm/dcm pfc 级的关键步骤中的定义关键规格与功率级设计。本文将详细说明ic控制电路设计中的细节：fb引脚电路、vctrl 引脚电路、cs/zcd 引脚电路、cszcd电阻器设计等内容。
步骤 3：ic 控制电路设计 fb 引脚电路 如图 1 所示，反馈配置包括：
一个电阻分压器，用于降低体电压，以向 fb 引脚提供反馈信号。出于安全考虑，分压器的上层电阻通常由两个或三个电阻构成。否则，rfb1 的任何意外短接都会将输出高电压施加到控制器上并将其破坏。
一个滤波电容器，通常置于 fb 引脚与接地之间，以防开关噪声令反馈信号失真。通常使用的是 1−nf 电容。一般来说，与线路电阻相比，它与反馈电阻形成的极点必须保持在非常高的频率上。实际上，
（公式18）
通常会得到较好的结果。
图 1：系统板的电路图
一个 2 型补偿网络。该电路由两个电容和一个电阻构成，用于设置交越频率和环路特性。
a 版本 (ncp1623a) 具有输入电压跟随升压(follower boost)功能。该技术涉及到降低输出电压，以优化 pfc 级效率并显著压缩其尺寸和成本。特别地，它可以显著降低升压电感和 mosfet 损耗。由于输出电压必须要高于线路电压，因此只有在低压下输出电压才会降低，而在高压条件下，输出电压将调节至默认标称电压（vout,nom 通常设置为 400v 左右）。实际上，ncp1623a 通过反馈引脚控制这一 2 级输入电压跟随升压(follower boost)操作，而反馈引脚会拉动仅在低压下启用的电流 ifb(ll)（通常为 25 μa）。
如数据表中所述，这将产生以下调节电压：
高压线输出电压 vout,hl = vout,nom：
（公式19）
低压线输出电压 vout,ll：
（公式20）
根据应用中高低压线的输出电压规格，反馈电阻值可通过下式获得：
上层反馈电阻 rfb1
（公式21）
下层反馈电阻 rfb2
（公式22）
选择 rfb1 和 rfb2 后，fb 引脚的相关功能在我们的应用中将定义如下：
反馈电阻比 kfb：
（公式23）
输入电压跟随升压(follower boost)失调电压 voff(ll)：
（公式24）
高压下的 dre 进入/退出 vout ：
（公式25）
进入：2.5 · 95.5% · 157 ≈ 375 v
退出：2.5 · 97.5% · 157 ≈ 383 v
低压下的 dre 进入/退出 vout ：
（公式26）
进入：2.5 · 95.5% · 157 − 140 ≈ 235 v
退出：2.5 · 97.5% · 157 − 140 ≈ 243 v
高压下的 sovp 进入/退出 vout ：
（公式27）
进入：2.5 v · 105% · 157 ≈ 412 v
退出：2.5 v · 103% · 157 ≈ 404 v
低压下的 sovp 进入/退出 vout ：
（公式28）
进入：2.5 v · 110% · 157 − 140 ≈ 292 v
退出：2.5 v · 108% · 157 − 140 ≈ 284 v
高压下的 fovp 进入/退出 vout ：
（公式29）
进入：2.5 v · 107% · 157 ≈ 420 v
退出：2.5 v · 105% · 157 ≈ 412 v
低压下的 fovp 进入/退出 vout ：
（公式30）
进入：2.5 v · 114% · 157 − 140 ≈ 307 v
退出：2.5 v · 112% · 157 − 140 ≈ 300 v
高压下的 uvp 进入/退出 vout ：
（公式31）
进入：0.3 v · 157 ≈ 47 v
退出：0.53 v · 157 ≈ 83 v
低压下的 uvp 进入/退出 vout ：
（公式32）
进入：1.2 v · 157 − 140 ≈ 48 v
退出：1.3 v · 157− 140 ≈ 64 v
vctrl 引脚电路 为了找到“控制到输出”传递函数，输出电压将用输出电流和输出阻抗的乘积来定义。使用公式 2 并假设效率为 100%，输出电流由下式给出：
（公式33）
基于以下公式，输出电压与输出电流的偏微分等效于输出负载电阻 rload：
（公式34）
因此，输出阻抗中可以包括 δiout / δvout，而总输出阻抗为：
（公式35）
控制电压与输出电流的偏微分为：
（公式36）
因此，“控制到输出”传递函数的定义如下：
（公式37）
其中，在 a 版本中，ton.max 在低压下为 12.5 μs，在高压下为 5 μs，而 g0 为静态增益。
通过 fb 电阻网络比、ota 跨导和 vctrl 补偿网络获得“输出到控制”传递函数，如下所示：
（公式38）
其中 ictrl 是 ota 输出电流，而 zctrl(s) 是 vctrl 补偿电路阻抗。
ota 输出电流定义如下：
（公式39）
其中 gea 是 ota 跨导增益，而 vout 是直流输出电压。
使用公式 38 和公式 39，“控制到输出”传递函数可通过下式获得：
（公式40）
其中 r0 = vout / (vref · gea)，而补偿网络电路是 cz、rz 和 cp ( << cz )，如图 2 所示。
图 2：fb 和 vctrl 电路
公式 37 中的极点和公式 40 中的零点位置相近，交越频率 fc 位于公式 40 中零点和第二极点之间。相位裕量 m（弧度）由 cp 调整。由此，我们得到以下公式：
反馈零电容 cz：
（公式41）
反馈零电阻 rz：
（公式42）
反馈极点电容 cp：
（公式43）
负载电阻 rload 通过下式计算：
（公式44）
交越频率 fc 应高于 pfc 升压级极点 fp：
（公式45）
最高交越频率的条件是相位裕量的最坏情况，其中线路电压为高值，以增大“控制到输出”传递函数的带宽。如果应用中的目标是 25−hz 的交越频率和 60° 的相位裕量（π/3 弧度），则采用的是：
（公式46）
cs/zcd 引脚电路 如果电流检测电阻两端的电压超过 0.5 v，电路就会检测到过流情况。因此：
（公式47）
将公式 6 中的结果合并，得到：
（公式48）
在实际情况中，将选择 0.12ω 电阻以保持一定的裕量。rsense 损耗可使用公式 10 进行计算（用 rsense 取代 rds(on)），由此得到 mosfet 导通损耗：
（公式49）
可以看到，0.12ω 的电流检测电阻在满载、低压条件下将消耗约 124 mw。
图 3：zcd 漏极感测
基于漏极感测的 zcd 电路如图 3 所示。漏电压由 cs 电阻网络进行感测，并由 kcs 按比例降低：
（公式50）
其中 kcs 为 133，而 rcs2 一般为 22 k。
rcs1 和 rcs2的值必须选择高值，以免在待机期间的功耗过高。在待机期间没有开关，rcs1 与 rcs2 串联的电压为恒定电压，等于 vmains,rms · √2。待机功耗由下式给出：
（公式51）
ncp1623 在 cs/zcd 引脚上集成了前沿消隐，从而免除了滤波电容器。cs/zcd 电路中不允许有电容器，因为这会造成 cs/zcd 信号失真，从而导致错误或无法进行 zcd 检测。使用示波器探针来探测 cs/zcd 信号时必须要小心，因为示波器探针通常会增加 10−pf 的电容。
在升压转换器中，升压电感器一个引脚的平均漏电压等于升压电感器另一个引脚上的 vin 电压，这是因为：如果忽略电感器的串联电阻，电感器两端的平均电压降在伏秒平衡中为零伏特。因此，要计算 vcs/zcd 的平均值来获得输入电压信息。
平均 vcs/zcd、vsns 被用在 zcd、线路检测、ovp2（仅限 c 版本）和掉电检测（在 a 和 c 版本中禁用）中，如下所示：
线路检测阈值：
（公式52）
（公式53）
ovp2 阈值（仅限 c 版本）：
（公式54）
掉电阈值（在 a 和 c 版本中禁用）：
（公式55）
（公式56）
图 4：辅助zcd 绕组感测
可以使用图 4 所示的电路图来生成 cs/zcd 引脚的信号。借助辅助绕组电压电容 caux、 raux 和 daux，可以在 daux 的阴极生成一个电压，其大小为功率 mosfet 漏电压乘以辅助 (naux) 与初级 (npri) 变压器匝数比之积。之前所述的参数 kcs 现在定义如下：
（公式57）
其中 kcs 为 133，npri/naux 为 10，而 rcs2 一般为 62 kω。
通过这种方法可以传递较低的电压，并且低 rcs1 值也降低了对寄生电容的灵敏度。
该电路的另一个优点是在待机期间没有电流消耗（没有开关活动，因此也就没有 vaux 电压）。
必须提请注意的是，激活了掉电功能的产品版本无法使用此电路。当功率 mosfet 漏电压用于 zcd 时，其他所有情况均与所述的完全相同。
cszcd 电阻器设计指南 当 rcs电阻桥在漏极感测电路（如图 3）处的总电阻位于 m 范围内时，它对低至几百 ff 的寄生电容非常敏感。寄生电容可以是从 rcs电阻器节点到 gnd 或功率 mosfet 漏极。这些寄生电容效应可导致永久性错误故障检测事件：ocp、ovs 或 ovp2 的触发，从而使控制器无法正常运行。
避免寄生电容效应的一种简单方法是减小电阻器的值，同时让分频比 kcs保持在 133 左右。降低 cs/zcd 桥电阻值 (rcs1 + rcs2 ) 是以高待机功耗为代价的。
如果图 3 中的 rcs1a + rcs1b + rcs1c 应高于 5m，建议在漏极侧设置一个 500−v smd 高值电阻器（如 rcs1a = 5.1 m），并串联两个低值 200−v smt 电阻器（如 rcs1b = rcs1c= 240 k）。这是为了避免连接到 gnd 的电阻器间电容在 fet 导通周期之前难以放电。根据经验，不建议使用 3 个等值电阻器来平衡漏电压。
测试台上的实验已证明，smd1206 和 0805 在寄生电容方面要优于槽孔电阻器。
rcs1 和 rcs2 必须尽可能靠近 cs/zcd 引脚。连接 rcs 电阻器的 pcb 走线必须尽可能短，且走线的宽度要尽可能小（最小寄生电容）。最好在 rcs 电阻器和 drv、vin、vdrain 铜走线之间保持 1 cm 的安全距离，以避免耦合。
布局和抗扰度注意事项 ncp1623 对噪声不是特别敏感。
不过，常规的电源设计布局规则还是适用的。提请注意以下几点：
必须最大程度降低功率传输回路的环路面积。
电源接地（用于提供电流回路路径）的星形配置。
电路接地的星形配置。
电路接地和电源接地应通过一条单独的路径进行连接，不允许有环路。
该路径最好满足以下条件：在非常靠近电流检测电阻 (rsense) 的接地端子的位置将电路接地连接到电源接地。
应在电路 vcc 和 gnd 引脚之间放置一个 100 或 220−nf 的电容，并确保连接长度最小。
rcs 电阻器必须尽可能靠近 cs/zcd 引脚，且必须避免与 gnd 或任何其他信号有电容耦合。
建议在 fb 引脚上放置一个滤波电容器，以保护引脚免受周围噪声的影响。不过，该电容必须要很小，不能让 fb 引脚检测到的电压出现失真。
总结 表 1：主要公式
表 1.主要公式（续）
图 5：100w 设计的系统电路图
借物联网技术搭建志愿养老健康监护平台，实现“1+4”健康监护体系
电机的电流和转速是什么关系
变频器过流跳闸和过载跳闸有啥区别？
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一个电阻分压器，用于降低体电压，以向 fb 引脚提供反馈信号。出于安全考虑，分压器的上层电阻通常由两个或三个电阻构成。否则，rfb1 的任何意外短接都会将输出高电压施加到控制器上并将其破坏。
一个滤波电容器，通常置于 fb 引脚与接地之间，以防开关噪声令反馈信号失真。通常使用的是 1−nf 电容。一般来说，与线路电阻相比，它与反馈电阻形成的极点必须保持在非常高的频率上。实际上，
（公式18）
通常会得到较好的结果。
图 1：系统板的电路图
一个 2 型补偿网络。该电路由两个电容和一个电阻构成，用于设置交越频率和环路特性。
a 版本 (ncp1623a) 具有输入电压跟随升压(follower boost)功能。该技术涉及到降低输出电压，以优化 pfc 级效率并显著压缩其尺寸和成本。特别地，它可以显著降低升压电感和 mosfet 损耗。由于输出电压必须要高于线路电压，因此只有在低压下输出电压才会降低，而在高压条件下，输出电压将调节至默认标称电压（vout,nom 通常设置为 400v 左右）。实际上，ncp1623a 通过反馈引脚控制这一 2 级输入电压跟随升压(follower boost)操作，而反馈引脚会拉动仅在低压下启用的电流 ifb(ll)（通常为 25 μa）。
如数据表中所述，这将产生以下调节电压：
高压线输出电压 vout,hl = vout,nom：
（公式19）
低压线输出电压 vout,ll：
（公式20）
根据应用中高低压线的输出电压规格，反馈电阻值可通过下式获得：
上层反馈电阻 rfb1
（公式21）
下层反馈电阻 rfb2
（公式22）
选择 rfb1 和 rfb2 后，fb 引脚的相关功能在我们的应用中将定义如下：
反馈电阻比 kfb：
（公式23）
输入电压跟随升压(follower boost)失调电压 voff(ll)：
（公式24）
高压下的 dre 进入/退出 vout ：
（公式25）
进入：2.5 · 95.5% · 157 ≈ 375 v
退出：2.5 · 97.5% · 157 ≈ 383 v
低压下的 dre 进入/退出 vout ：
（公式26）
进入：2.5 · 95.5% · 157 − 140 ≈ 235 v
退出：2.5 · 97.5% · 157 − 140 ≈ 243 v
高压下的 sovp 进入/退出 vout ：
（公式27）
进入：2.5 v · 105% · 157 ≈ 412 v
退出：2.5 v · 103% · 157 ≈ 404 v
低压下的 sovp 进入/退出 vout ：
（公式28）
进入：2.5 v · 110% · 157 − 140 ≈ 292 v
退出：2.5 v · 108% · 157 − 140 ≈ 284 v
高压下的 fovp 进入/退出 vout ：
（公式29）
进入：2.5 v · 107% · 157 ≈ 420 v
退出：2.5 v · 105% · 157 ≈ 412 v
低压下的 fovp 进入/退出 vout ：
（公式30）
进入：2.5 v · 114% · 157 − 140 ≈ 307 v
退出：2.5 v · 112% · 157 − 140 ≈ 300 v
高压下的 uvp 进入/退出 vout ：
（公式31）
进入：0.3 v · 157 ≈ 47 v
退出：0.53 v · 157 ≈ 83 v
低压下的 uvp 进入/退出 vout ：
（公式32）
进入：1.2 v · 157 − 140 ≈ 48 v
退出：1.3 v · 157− 140 ≈ 64 v
vctrl 引脚电路 为了找到“控制到输出”传递函数，输出电压将用输出电流和输出阻抗的乘积来定义。使用公式 2 并假设效率为 100%，输出电流由下式给出：
（公式33）
基于以下公式，输出电压与输出电流的偏微分等效于输出负载电阻 rload：
（公式34）
因此，输出阻抗中可以包括 δiout / δvout，而总输出阻抗为：
（公式35）
控制电压与输出电流的偏微分为：
（公式36）
因此，“控制到输出”传递函数的定义如下：
（公式37）
其中，在 a 版本中，ton.max 在低压下为 12.5 μs，在高压下为 5 μs，而 g0 为静态增益。
通过 fb 电阻网络比、ota 跨导和 vctrl 补偿网络获得“输出到控制”传递函数，如下所示：
（公式38）
其中 ictrl 是 ota 输出电流，而 zctrl(s) 是 vctrl 补偿电路阻抗。
ota 输出电流定义如下：
（公式39）
其中 gea 是 ota 跨导增益，而 vout 是直流输出电压。
使用公式 38 和公式 39，“控制到输出”传递函数可通过下式获得：
（公式40）
其中 r0 = vout / (vref · gea)，而补偿网络电路是 cz、rz 和 cp ( << cz )，如图 2 所示。
图 2：fb 和 vctrl 电路
公式 37 中的极点和公式 40 中的零点位置相近，交越频率 fc 位于公式 40 中零点和第二极点之间。相位裕量 m（弧度）由 cp 调整。由此，我们得到以下公式：
反馈零电容 cz：
（公式41）
反馈零电阻 rz：
（公式42）
反馈极点电容 cp：
（公式43）
负载电阻 rload 通过下式计算：
（公式44）
交越频率 fc 应高于 pfc 升压级极点 fp：
（公式45）
最高交越频率的条件是相位裕量的最坏情况，其中线路电压为高值，以增大“控制到输出”传递函数的带宽。如果应用中的目标是 25−hz 的交越频率和 60° 的相位裕量（π/3 弧度），则采用的是：
（公式46）
cs/zcd 引脚电路 如果电流检测电阻两端的电压超过 0.5 v，电路就会检测到过流情况。因此：
（公式47）
将公式 6 中的结果合并，得到：
（公式48）
在实际情况中，将选择 0.12ω 电阻以保持一定的裕量。rsense 损耗可使用公式 10 进行计算（用 rsense 取代 rds(on)），由此得到 mosfet 导通损耗：
（公式49）
可以看到，0.12ω 的电流检测电阻在满载、低压条件下将消耗约 124 mw。
图 3：zcd 漏极感测
基于漏极感测的 zcd 电路如图 3 所示。漏电压由 cs 电阻网络进行感测，并由 kcs 按比例降低：
（公式50）
其中 kcs 为 133，而 rcs2 一般为 22 k。
rcs1 和 rcs2的值必须选择高值，以免在待机期间的功耗过高。在待机期间没有开关，rcs1 与 rcs2 串联的电压为恒定电压，等于 vmains,rms · √2。待机功耗由下式给出：
（公式51）
ncp1623 在 cs/zcd 引脚上集成了前沿消隐，从而免除了滤波电容器。cs/zcd 电路中不允许有电容器，因为这会造成 cs/zcd 信号失真，从而导致错误或无法进行 zcd 检测。使用示波器探针来探测 cs/zcd 信号时必须要小心，因为示波器探针通常会增加 10−pf 的电容。
在升压转换器中，升压电感器一个引脚的平均漏电压等于升压电感器另一个引脚上的 vin 电压，这是因为：如果忽略电感器的串联电阻，电感器两端的平均电压降在伏秒平衡中为零伏特。因此，要计算 vcs/zcd 的平均值来获得输入电压信息。
平均 vcs/zcd、vsns 被用在 zcd、线路检测、ovp2（仅限 c 版本）和掉电检测（在 a 和 c 版本中禁用）中，如下所示：
线路检测阈值：
（公式52）
（公式53）
ovp2 阈值（仅限 c 版本）：
（公式54）
掉电阈值（在 a 和 c 版本中禁用）：
（公式55）
（公式56）
图 4：辅助zcd 绕组感测
可以使用图 4 所示的电路图来生成 cs/zcd 引脚的信号。借助辅助绕组电压电容 caux、 raux 和 daux，可以在 daux 的阴极生成一个电压，其大小为功率 mosfet 漏电压乘以辅助 (naux) 与初级 (npri) 变压器匝数比之积。之前所述的参数 kcs 现在定义如下：
（公式57）
其中 kcs 为 133，npri/naux 为 10，而 rcs2 一般为 62 kω。
通过这种方法可以传递较低的电压，并且低 rcs1 值也降低了对寄生电容的灵敏度。
该电路的另一个优点是在待机期间没有电流消耗（没有开关活动，因此也就没有 vaux 电压）。
必须提请注意的是，激活了掉电功能的产品版本无法使用此电路。当功率 mosfet 漏电压用于 zcd 时，其他所有情况均与所述的完全相同。
cszcd 电阻器设计指南 当 rcs电阻桥在漏极感测电路（如图 3）处的总电阻位于 m 范围内时，它对低至几百 ff 的寄生电容非常敏感。寄生电容可以是从 rcs电阻器节点到 gnd 或功率 mosfet 漏极。这些寄生电容效应可导致永久性错误故障检测事件：ocp、ovs 或 ovp2 的触发，从而使控制器无法正常运行。
避免寄生电容效应的一种简单方法是减小电阻器的值，同时让分频比 kcs保持在 133 左右。降低 cs/zcd 桥电阻值 (rcs1 + rcs2 ) 是以高待机功耗为代价的。
如果图 3 中的 rcs1a + rcs1b + rcs1c 应高于 5m，建议在漏极侧设置一个 500−v smd 高值电阻器（如 rcs1a = 5.1 m），并串联两个低值 200−v smt 电阻器（如 rcs1b = rcs1c= 240 k）。这是为了避免连接到 gnd 的电阻器间电容在 fet 导通周期之前难以放电。根据经验，不建议使用 3 个等值电阻器来平衡漏电压。
测试台上的实验已证明，smd1206 和 0805 在寄生电容方面要优于槽孔电阻器。
rcs1 和 rcs2 必须尽可能靠近 cs/zcd 引脚。连接 rcs 电阻器的 pcb 走线必须尽可能短，且走线的宽度要尽可能小（最小寄生电容）。最好在 rcs 电阻器和 drv、vin、vdrain 铜走线之间保持 1 cm 的安全距离，以避免耦合。
布局和抗扰度注意事项 ncp1623 对噪声不是特别敏感。
不过，常规的电源设计布局规则还是适用的。提请注意以下几点：
必须最大程度降低功率传输回路的环路面积。
电源接地（用于提供电流回路路径）的星形配置。
电路接地的星形配置。
电路接地和电源接地应通过一条单独的路径进行连接，不允许有环路。
该路径最好满足以下条件：在非常靠近电流检测电阻 (rsense) 的接地端子的位置将电路接地连接到电源接地。
应在电路 vcc 和 gnd 引脚之间放置一个 100 或 220−nf 的电容，并确保连接长度最小。
rcs 电阻器必须尽可能靠近 cs/zcd 引脚，且必须避免与 gnd 或任何其他信号有电容耦合。
建议在 fb 引脚上放置一个滤波电容器，以保护引脚免受周围噪声的影响。不过，该电容必须要很小，不能让 fb 引脚检测到的电压出现失真。
总结 表 1：主要公式
表 1.主要公式（续）
图 5：100w 设计的系统电路图
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