采用采用反激转换器如何消除米勒效应
设计电源时，工程师常常会关注与mosfet导通损耗有关的效率下降问题。在出现较大rms电流的情况下， 比如转换器在非连续导电模式（dcm）下工作时，若选择rds（on）较小的mosfet，芯片尺寸就会较大，从而输入电容也较大。也就是说，导通损耗的减小将会造成较大的输入电容和控制器较大的功耗。当开关频率提高时，问题将变得更为棘手。
图1 mosfet导通和关断时的典型栅电流
图2 mosfet中的寄生电容
图3 典型mosfet的栅电荷
图4 基于专用控制器的简单qr转换器
图5 zvs技术消除米勒效应
mosfet导通和关断时的典型栅电流如图1所示。在导通期间，流经控制器vcc引脚的峰值电流对vcc充电;在关断期间，存储的电流流向芯片的接地端。如果在相应的面积上积分，即进行篿gate（t）dt，则可得到驱动晶体管的栅电荷qg 。将其乘以开关频率fsw，就可得到由控制器vcc提供的平均电流。因此，控制器上的总开关功率（击穿损耗不计）为：
pdrv = fsw×qg×vcc （1）
如果使用开关速度为100khz的12v控制器驱动栅电荷为100nc的mosfet，驱动器的功耗即为100nc×100khz×12v=10ma×12v=120mw。
mosfet的物理结构中有多种寄生单元，其中电容的作用十分关键，如图2所示。产品数据表中的三个参数采取如下定义：当源-漏极短路时，令ciss = cgs + cgd;当栅-源极短路时，令coss = cds + cgd;crss = cgd。
驱动器实际为栅-源极连接。当斜率为dt 的电压v施加到电容c上时（如驱动器的输出电压），将会增大电容内的电流：
i=c×dv/dt （2）
因此，向mosfet施加电压时，将产生输入电流igate = i1 + i2，如图2所示。在右侧电压节点上利用式（2），可得到：
i1=cgd×d（vgs-vds）/dt=cgd×（dvgs/dt-dvds/dt） （3）
i2=cgs×d（vgs/dt） （4）
如果在mosfet上施加栅-源电压vgs，其漏-源电压vds 就会下降（即使是呈非线性下降）。因此，可以将连接这两个电压的负增益定义为：
av=-dvds/dvgs （5）
将式（5）代入式（3）和式（4）中，并分解 dvgs/dt，可得：
i1=cgd×dvgs/dt×（1-dvds/dvgs）=cgd×dvgs/dt×（1-av） （6）
在转换（导通或关断）过程中，栅-源极的总等效电容ceq为：
igate=（cgd×（1-av）+cgs）×dvgs/dt=ceq×dvgs/dt （7）
式中（1-av）这一项被称作米勒效应，它描述了电子器件中输出和输入之间的电容反馈。当栅-漏电压接近于零时，将会产生米勒效应。典型功率mosfet的栅电荷如图3所示，该图通过用恒定电流对栅极充电并对栅-源电压进行观察而得。根据式（6），当ciss突然增大时，电流持续流过。但由于电容急剧增加，而相应的电压升高dvgs却严重受限，因此电压斜率几乎为零，如图3中的平坦区域所示。
图3也显示出降低在转换期间vds（t）开始下降时的点的位置，有助于减少平坦区域效应。vds=100v时的平坦区域宽度要比vds=400v时窄，曲线下方的面积也随之减小。因此，如果能在vds等于零时将mosfet导通，即利用zvs技术，就不会产生米勒效应。
在准谐振模式（qr）中采用反激转换器是消除米勒效应较经济的方法， 它无需在下一个时钟周期内使开关处于导通状态，只要等漏极上的自然振荡将电压逐渐降至接近于零。与此同时，通过专用引脚可以检测到控制器再次启动了晶体管。通过在开关打开处反射的足够的反激电压（n×［vout+vf］），即可实现zvs操作，这通常需要800v（通用范围）的高压mosfet。基于安森美的ncp1207的qr转换器如图4所示，它可以直接使用高压电源供电。该转换器在zvs下工作时的栅-源电压和漏极波形如图5所示。
总之，如果需要qg较大的mosfet，最好使反激转换器在zvs下工作，这样可以减少平均驱动电流带来的不利影响。这一技术也广泛应用于谐振转换器中。
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图5 zvs技术消除米勒效应
mosfet导通和关断时的典型栅电流如图1所示。在导通期间，流经控制器vcc引脚的峰值电流对vcc充电;在关断期间，存储的电流流向芯片的接地端。如果在相应的面积上积分，即进行篿gate（t）dt，则可得到驱动晶体管的栅电荷qg 。将其乘以开关频率fsw，就可得到由控制器vcc提供的平均电流。因此，控制器上的总开关功率（击穿损耗不计）为：
pdrv = fsw×qg×vcc （1）
如果使用开关速度为100khz的12v控制器驱动栅电荷为100nc的mosfet，驱动器的功耗即为100nc×100khz×12v=10ma×12v=120mw。
mosfet的物理结构中有多种寄生单元，其中电容的作用十分关键，如图2所示。产品数据表中的三个参数采取如下定义：当源-漏极短路时，令ciss = cgs + cgd;当栅-源极短路时，令coss = cds + cgd;crss = cgd。
驱动器实际为栅-源极连接。当斜率为dt 的电压v施加到电容c上时（如驱动器的输出电压），将会增大电容内的电流：
i=c×dv/dt （2）
因此，向mosfet施加电压时，将产生输入电流igate = i1 + i2，如图2所示。在右侧电压节点上利用式（2），可得到：
i1=cgd×d（vgs-vds）/dt=cgd×（dvgs/dt-dvds/dt） （3）
i2=cgs×d（vgs/dt） （4）
如果在mosfet上施加栅-源电压vgs，其漏-源电压vds 就会下降（即使是呈非线性下降）。因此，可以将连接这两个电压的负增益定义为：
av=-dvds/dvgs （5）
将式（5）代入式（3）和式（4）中，并分解 dvgs/dt，可得：
i1=cgd×dvgs/dt×（1-dvds/dvgs）=cgd×dvgs/dt×（1-av） （6）
在转换（导通或关断）过程中，栅-源极的总等效电容ceq为：
igate=（cgd×（1-av）+cgs）×dvgs/dt=ceq×dvgs/dt （7）
式中（1-av）这一项被称作米勒效应，它描述了电子器件中输出和输入之间的电容反馈。当栅-漏电压接近于零时，将会产生米勒效应。典型功率mosfet的栅电荷如图3所示，该图通过用恒定电流对栅极充电并对栅-源电压进行观察而得。根据式（6），当ciss突然增大时，电流持续流过。但由于电容急剧增加，而相应的电压升高dvgs却严重受限，因此电压斜率几乎为零，如图3中的平坦区域所示。
图3也显示出降低在转换期间vds（t）开始下降时的点的位置，有助于减少平坦区域效应。vds=100v时的平坦区域宽度要比vds=400v时窄，曲线下方的面积也随之减小。因此，如果能在vds等于零时将mosfet导通，即利用zvs技术，就不会产生米勒效应。
在准谐振模式（qr）中采用反激转换器是消除米勒效应较经济的方法， 它无需在下一个时钟周期内使开关处于导通状态，只要等漏极上的自然振荡将电压逐渐降至接近于零。与此同时，通过专用引脚可以检测到控制器再次启动了晶体管。通过在开关打开处反射的足够的反激电压（n×［vout+vf］），即可实现zvs操作，这通常需要800v（通用范围）的高压mosfet。基于安森美的ncp1207的qr转换器如图4所示，它可以直接使用高压电源供电。该转换器在zvs下工作时的栅-源电压和漏极波形如图5所示。
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