关于滞回式控制架构的器件设计LED驱动器的注意事项介绍和说明
客户在选中rt8471之后打电话给我，问我在设计上要注意什么问题。是啊，要注意什么呢？我的脑子迅速开始搜集信息：rt8471，峰峰值滞回式控制方式，buck架构，36v最高输入电压。客户的负载是25v300ma，输入电压则可以任意设定。buck架构的输入电压一定要高于负载电压，但是如果高得太多以至于接近最高输入电压界限，那就可能带来安全问题；如果输入电压太低以至于接近输出电压，在遇到某些串电压比较高的led时，就有可能出现驱动电压不足的情况，负载不能得到足够的电流供应。折中以后，我建议的输入电压是在30v左右。
第二个要考虑的参数是电感量，这在滞回式控制电路中是一个非常重要的参数，因为最后电路的工作频率就是由它决定的。
由上面的电路图可以看到决定负载电流的电阻rs位于vin和sense端子之间，流过电感l的电流也会同样流过它。在ic内部开关导通期间，电流经路径 vin→rs→led//c→l→内部开关→gnd→供电源→vin流动，此期间电感电流线性增加。电流在rs上形成电压，当ic内部电路检测到rs上的电压高于阈值电压15%时，内部开关截止，电感电流和电源之间的回路被截断。开关断开以后，电感电流仍然需要继续流动，电感上就会激发出与电流方向相反的电压使二极管d导通，新的电流回路得以形成：vin→rs→led//c→l→d→vin，但电感电流也因相反电压的存在而下降。当ic内部的电路检测到rs上的电压低于阈值电压15%时，内部开关将重新打开，新的周期又开始了。由于电感电流的峰值和谷值的中间值即为其平均值，所以电感电流的平均值是由rs的大小和其上的阈值电压决定的。rs由用户选定，阈值电压则由规格书定义：
实际上，ic内部不需要设定阈值电压，它只需要设定峰值和谷值，阈值电压就是这两个值的平均值。看到这里，读者需要注意的是，现实中有很多采用滞回式控制方式的ic是不会设定两个峰值的，它们采用另外一种做法：只检测电流峰值，在看到峰值以后将开关关闭，后面的事情自动进行，在等待一段固定的时间以后重启开关导通过程即可。这样做的好处是电路简单，检测电路可以不用见到高电压，但坏处就是它不知道自动运行的结果会怎样。
上述电路中有两个电流回路，电流流过回路中除电源外的每一个元件时都会有电压损失，只有最后落在电感上的电压才会决定电流变化的速度。由变化速度加上变化量，这就可以导出时间：电流上升时间和下降时间，由此我们可以得到周期，再由周期的倒数给出最后的工作频率。有了工作频率，我们可以从规格书中得到计算电感量的公式：
要进行电感量计算，你不需要像我说的那样去一项项的推导，你只需决定自己的工作频率即可。上述公式中的各个项目的定义很容易理解，请在需要时自己查查规格书，我不在这里细说了。
要自己决定工作频率，这是选择滞回式控制架构以后必须要做的工作。工作频率太高，容易造成不易处理的射频干扰问题，开关损耗造成的发热问题也很难办。工作频率太低，必然造成电感量太大，体积、损耗也会相应增加，一样也会造成热问题。所以，最后的选择一定是一个折中的结果，多少合适呢？我头脑中冒出来的数据是400khz~500khz，这大概是一个比较好的选择。
电感选择还有两个方面比较重要：第一，所选电感必须能承担电路中可能流过的最大电流而不至于饱和，即使在最高工作温度下也必须保证这一点。第二，考虑可能存在的磁场外泄问题。便宜的工字形电感抗饱和能力高，但其磁场直接从空气中经过，在某些场合可能是不适当的选择。
如果没有输出电容存在，流过led的电流就和流过电感的电流一样是个三角锯齿波，像下图中vadj 处于高电压期间的iout波形那样。
变化的电流流过led，led的光输出就是变化的。在电流较高期间，led电压增高，发光效率下降，这是一个不好的状态。通过将电容和led并联可以将电压平滑下来，流过led的电流也相应得到平滑。rt8471的规格书没有给出输出电容的计算公式，但由于原理相同，我们可以将rt8477规格书中的计算公式拿来用：
变化频率为f、纹波为δil的电感电流流过容量为cout 、等效串联电阻为esr的电容时形成的电压纹波为δvout，此变化的电压在led上形成变化的电流，也就是led的电流纹波，你需要在led的规格书中查出与之对应的电流纹波的大小。但你的设计过程一定是与此相反的，所以你需要根据拟定的电流纹波规格逆向推导出所需电容的最后规格。如果不做这种推导，那就只能采用实验方法来确定了。
续流二极管的选型就不能采用实验法进行挑选了。电流通过能力还好办，大多数二极管都可以承受超过其额定值很多倍的脉冲电流，短时间使用没有问题，长期使用仍然要考虑到可靠性问题，所选器件应该具有完全的承受能力。但反向耐压就不能靠实验挑选了，你必须选择耐压能力超出电路中最高电压的器件。续流二极管的类型自然应该是肖特基二极管，因为它的响应速度很快，可以快速导通和关断，符合开关应用的需求。综合下来，此项应用中的续流二极管应该是耐压高于40v的0.5a以上的肖特基二极管。
rt8471共有三种封装形式，它们在25℃环境温度下、在标准测试板上的最大功率耗散能力和热阻数据如下：
这些数据必须在设计中被尊重和利用，同时还要按照实际的使用环境温度考虑降额使用问题，这在规格书的thermal considerations部分进行了说明：
但是实际工作条件下的ic功耗到底有多大呢？这可以被分为三个部分进行考虑：ic自身耗电形成的功耗，内部开关的导通损耗和切换损耗。
关于ic的自身耗电，规格书给出了下述数据：
静态情况下的耗电为450μa，以250khz频率工作时，耗电增加到1000μa，新增的550μa大多是因驱动内部开关而造成，它是与工作频率成比例的。由此可以推知，若以500khz频率工作，耗电还将增加550μa，最后的耗电是1550μa，由此形成的功耗为30vx1.55ma=46.5mw。
输入电压为30v，负载电压为25v，占空比为25/30=0.833……，流过开关的平均电流为300ma，规格书给出的开关导通电阻为0.35ω，由此形成的导通损耗是(0.3^2)x0.35x25/30=0.02625w=26.25mw。
开关切换过程所形成的功耗和开关速度有关，这个数据是多少呢？要测量开关时间才能知道。我好不容易才找到一块已经做好的由rt8482和rt8470组成的mr16 led驱动器板子，将板上的rt8470取下来，换上rt8471，终于取得下述测试波形：
利用示波器的测量功能测得rt8471内部开关的关断过程平均耗时19.02ns（对应lx波形的上升时间），导通过程平均耗时23.92ns（对应lx波形的下降时间）。
在内部开关的导通过程中，开关电流从0上升到电感电流最小值 il_min，开关上承受的电压从高于输入电压vin下降到接近0；在内部开关的关断过程中，开关电流从电感电流最大值 il_max下降到0，开关上承受的电压从接近0上升至高于输入电压vin。为了简化计算，我们假设电流在开关通断过程中的变化是线性的，于是可以这样来计算每一个工作周期里的开关过程所消耗的电能：
(23.92+19.02)x10^(-9)x(0.5x il_min x0.5xvin + 0.5xil_max x 0.5 x vin)
=42.94x10^(-9)x0.5x vin x0.5(il_min +il_max )
=21.47x10^(-9)x vin xiout 。
已设定工作频率为500khz，vin=30v，iout =300ma，
故每秒钟里的所有开关过程所消耗的电能也即功率为
21.47x10^(-9) x 30 x 0.3 x 500x10^3
=96.615x10^(-3)w
=96.615mw。
到此，我们可以求得rt8471在30v输入下以500khz频率驱动300ma led负载的功率损耗为46.5mw+26.25mw+96.615mw=169.365mw。
如果我们在前文述及的封装降额使用图上纵坐标为169.365mw的地方划一条水平线与降额曲线相交，即可看到除了tsot-23-5以外其它封装都可在几乎全工作温度范围内承受这一功耗，这就知道我们要选择什么封装才是对的。
从上述的功耗计算过程和结果中，我们可以看到输入电压和工作频率在功耗中的作用是最大的，导通损耗所占份额却是很小。了解了这一点，我们在做设计的时候就有了降低ic功耗的方向。
对于热，我们还需要考虑另外一个问题。当温度升高以后，内部开关的导通电阻会提高。通常的规律是：温度每升高100℃，导通电阻升高30%~40%。为了验证这一点，我在infineon的网站上下载了一份规格书，其型号是ipg20n04s4l-08a，和立锜的很多产品一样，这是一款符合汽车应用品质要求的mosfet，其中有一幅图是关于温度与导通电阻之间的对应关系：
从图中可以看到，tj=20℃时，rds(on)=7.1mω；tj=120℃时，rds(on)=10.2mω。即tj增加了100℃，rds(on)增加了3.1mω，增加幅度为43.7%，可见上面说的30%~40%的幅度还是很保守的估计。
ic发热以后，其内核的温度首先升高，也就是tj提高了，相应地造成内部开关的导通电阻提高，其发热也将加剧，这是一个自循环的过程。幸好这个世界是不容许单点发热的，所有的热都会向外界扩散以求得最终的均衡，所以从ic的内核到外界环境之间会形成一个温度的梯度。热的扩散过程越容易，则热阻越低，温度的梯度越小，最后的均衡越容易获得。
我们在前面的功耗计算过程中没有把温度带来的影响考虑进去，如果真的要将此变数加进去计算的话，那就变成了一个很复杂的过程了，为了避免这一麻烦，我们还是需要简化一点，只要在实际的计算结果上加入一些裕量，就可将相关的因素包容进去而不至于造成什么大的问题。
除了内部开关的导通电阻会受到温度的影响以外，电感、电容、电阻和二极管也会同样受到温度的影响，负载led也逃不出这一框框，工程师们在设计时都应该一并考虑到。
当设计好原理图、选定所有的元器件以后，最重要的问题就是pcb设计了。关于此，规格书给出了参考指引：
这个图是一个双层板的设计，背面那一层全是地，所以就没有必要显示出来，它们和正面的连接通过导通孔实现。
实际的设计工作中，工程师们会遇到很多的限制，pcb的布局很难做成像上图那样，这时候可以坚持这些原则：无论有多难，请确保下图中用红线标识的两个回路路径短而粗，而其中最重要的部分恰好是两个回路中没有重合的部分。只要有可能，就应让两个回路尽可能重叠在一起，这样可使电流切换带来的磁场变化最小化，这对降低对外辐射的好处是大大的。降低对外辐射的另一个措施是让lx节点占用面积最小化，这也需要在设计时特别注意。
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第二个要考虑的参数是电感量，这在滞回式控制电路中是一个非常重要的参数，因为最后电路的工作频率就是由它决定的。
由上面的电路图可以看到决定负载电流的电阻rs位于vin和sense端子之间，流过电感l的电流也会同样流过它。在ic内部开关导通期间，电流经路径 vin→rs→led//c→l→内部开关→gnd→供电源→vin流动，此期间电感电流线性增加。电流在rs上形成电压，当ic内部电路检测到rs上的电压高于阈值电压15%时，内部开关截止，电感电流和电源之间的回路被截断。开关断开以后，电感电流仍然需要继续流动，电感上就会激发出与电流方向相反的电压使二极管d导通，新的电流回路得以形成：vin→rs→led//c→l→d→vin，但电感电流也因相反电压的存在而下降。当ic内部的电路检测到rs上的电压低于阈值电压15%时，内部开关将重新打开，新的周期又开始了。由于电感电流的峰值和谷值的中间值即为其平均值，所以电感电流的平均值是由rs的大小和其上的阈值电压决定的。rs由用户选定，阈值电压则由规格书定义：
实际上，ic内部不需要设定阈值电压，它只需要设定峰值和谷值，阈值电压就是这两个值的平均值。看到这里，读者需要注意的是，现实中有很多采用滞回式控制方式的ic是不会设定两个峰值的，它们采用另外一种做法：只检测电流峰值，在看到峰值以后将开关关闭，后面的事情自动进行，在等待一段固定的时间以后重启开关导通过程即可。这样做的好处是电路简单，检测电路可以不用见到高电压，但坏处就是它不知道自动运行的结果会怎样。
上述电路中有两个电流回路，电流流过回路中除电源外的每一个元件时都会有电压损失，只有最后落在电感上的电压才会决定电流变化的速度。由变化速度加上变化量，这就可以导出时间：电流上升时间和下降时间，由此我们可以得到周期，再由周期的倒数给出最后的工作频率。有了工作频率，我们可以从规格书中得到计算电感量的公式：
要进行电感量计算，你不需要像我说的那样去一项项的推导，你只需决定自己的工作频率即可。上述公式中的各个项目的定义很容易理解，请在需要时自己查查规格书，我不在这里细说了。
要自己决定工作频率，这是选择滞回式控制架构以后必须要做的工作。工作频率太高，容易造成不易处理的射频干扰问题，开关损耗造成的发热问题也很难办。工作频率太低，必然造成电感量太大，体积、损耗也会相应增加，一样也会造成热问题。所以，最后的选择一定是一个折中的结果，多少合适呢？我头脑中冒出来的数据是400khz~500khz，这大概是一个比较好的选择。
电感选择还有两个方面比较重要：第一，所选电感必须能承担电路中可能流过的最大电流而不至于饱和，即使在最高工作温度下也必须保证这一点。第二，考虑可能存在的磁场外泄问题。便宜的工字形电感抗饱和能力高，但其磁场直接从空气中经过，在某些场合可能是不适当的选择。
如果没有输出电容存在，流过led的电流就和流过电感的电流一样是个三角锯齿波，像下图中vadj 处于高电压期间的iout波形那样。
变化的电流流过led，led的光输出就是变化的。在电流较高期间，led电压增高，发光效率下降，这是一个不好的状态。通过将电容和led并联可以将电压平滑下来，流过led的电流也相应得到平滑。rt8471的规格书没有给出输出电容的计算公式，但由于原理相同，我们可以将rt8477规格书中的计算公式拿来用：
变化频率为f、纹波为δil的电感电流流过容量为cout 、等效串联电阻为esr的电容时形成的电压纹波为δvout，此变化的电压在led上形成变化的电流，也就是led的电流纹波，你需要在led的规格书中查出与之对应的电流纹波的大小。但你的设计过程一定是与此相反的，所以你需要根据拟定的电流纹波规格逆向推导出所需电容的最后规格。如果不做这种推导，那就只能采用实验方法来确定了。
续流二极管的选型就不能采用实验法进行挑选了。电流通过能力还好办，大多数二极管都可以承受超过其额定值很多倍的脉冲电流，短时间使用没有问题，长期使用仍然要考虑到可靠性问题，所选器件应该具有完全的承受能力。但反向耐压就不能靠实验挑选了，你必须选择耐压能力超出电路中最高电压的器件。续流二极管的类型自然应该是肖特基二极管，因为它的响应速度很快，可以快速导通和关断，符合开关应用的需求。综合下来，此项应用中的续流二极管应该是耐压高于40v的0.5a以上的肖特基二极管。
rt8471共有三种封装形式，它们在25℃环境温度下、在标准测试板上的最大功率耗散能力和热阻数据如下：
这些数据必须在设计中被尊重和利用，同时还要按照实际的使用环境温度考虑降额使用问题，这在规格书的thermal considerations部分进行了说明：
但是实际工作条件下的ic功耗到底有多大呢？这可以被分为三个部分进行考虑：ic自身耗电形成的功耗，内部开关的导通损耗和切换损耗。
关于ic的自身耗电，规格书给出了下述数据：
静态情况下的耗电为450μa，以250khz频率工作时，耗电增加到1000μa，新增的550μa大多是因驱动内部开关而造成，它是与工作频率成比例的。由此可以推知，若以500khz频率工作，耗电还将增加550μa，最后的耗电是1550μa，由此形成的功耗为30vx1.55ma=46.5mw。
输入电压为30v，负载电压为25v，占空比为25/30=0.833……，流过开关的平均电流为300ma，规格书给出的开关导通电阻为0.35ω，由此形成的导通损耗是(0.3^2)x0.35x25/30=0.02625w=26.25mw。
开关切换过程所形成的功耗和开关速度有关，这个数据是多少呢？要测量开关时间才能知道。我好不容易才找到一块已经做好的由rt8482和rt8470组成的mr16 led驱动器板子，将板上的rt8470取下来，换上rt8471，终于取得下述测试波形：
利用示波器的测量功能测得rt8471内部开关的关断过程平均耗时19.02ns（对应lx波形的上升时间），导通过程平均耗时23.92ns（对应lx波形的下降时间）。
在内部开关的导通过程中，开关电流从0上升到电感电流最小值 il_min，开关上承受的电压从高于输入电压vin下降到接近0；在内部开关的关断过程中，开关电流从电感电流最大值 il_max下降到0，开关上承受的电压从接近0上升至高于输入电压vin。为了简化计算，我们假设电流在开关通断过程中的变化是线性的，于是可以这样来计算每一个工作周期里的开关过程所消耗的电能：
(23.92+19.02)x10^(-9)x(0.5x il_min x0.5xvin + 0.5xil_max x 0.5 x vin)
=42.94x10^(-9)x0.5x vin x0.5(il_min +il_max )
=21.47x10^(-9)x vin xiout 。
已设定工作频率为500khz，vin=30v，iout =300ma，
故每秒钟里的所有开关过程所消耗的电能也即功率为
21.47x10^(-9) x 30 x 0.3 x 500x10^3
=96.615x10^(-3)w
=96.615mw。
到此，我们可以求得rt8471在30v输入下以500khz频率驱动300ma led负载的功率损耗为46.5mw+26.25mw+96.615mw=169.365mw。
如果我们在前文述及的封装降额使用图上纵坐标为169.365mw的地方划一条水平线与降额曲线相交，即可看到除了tsot-23-5以外其它封装都可在几乎全工作温度范围内承受这一功耗，这就知道我们要选择什么封装才是对的。
从上述的功耗计算过程和结果中，我们可以看到输入电压和工作频率在功耗中的作用是最大的，导通损耗所占份额却是很小。了解了这一点，我们在做设计的时候就有了降低ic功耗的方向。
对于热，我们还需要考虑另外一个问题。当温度升高以后，内部开关的导通电阻会提高。通常的规律是：温度每升高100℃，导通电阻升高30%~40%。为了验证这一点，我在infineon的网站上下载了一份规格书，其型号是ipg20n04s4l-08a，和立锜的很多产品一样，这是一款符合汽车应用品质要求的mosfet，其中有一幅图是关于温度与导通电阻之间的对应关系：
从图中可以看到，tj=20℃时，rds(on)=7.1mω；tj=120℃时，rds(on)=10.2mω。即tj增加了100℃，rds(on)增加了3.1mω，增加幅度为43.7%，可见上面说的30%~40%的幅度还是很保守的估计。
ic发热以后，其内核的温度首先升高，也就是tj提高了，相应地造成内部开关的导通电阻提高，其发热也将加剧，这是一个自循环的过程。幸好这个世界是不容许单点发热的，所有的热都会向外界扩散以求得最终的均衡，所以从ic的内核到外界环境之间会形成一个温度的梯度。热的扩散过程越容易，则热阻越低，温度的梯度越小，最后的均衡越容易获得。
我们在前面的功耗计算过程中没有把温度带来的影响考虑进去，如果真的要将此变数加进去计算的话，那就变成了一个很复杂的过程了，为了避免这一麻烦，我们还是需要简化一点，只要在实际的计算结果上加入一些裕量，就可将相关的因素包容进去而不至于造成什么大的问题。
除了内部开关的导通电阻会受到温度的影响以外，电感、电容、电阻和二极管也会同样受到温度的影响，负载led也逃不出这一框框，工程师们在设计时都应该一并考虑到。
当设计好原理图、选定所有的元器件以后，最重要的问题就是pcb设计了。关于此，规格书给出了参考指引：
这个图是一个双层板的设计，背面那一层全是地，所以就没有必要显示出来，它们和正面的连接通过导通孔实现。
实际的设计工作中，工程师们会遇到很多的限制，pcb的布局很难做成像上图那样，这时候可以坚持这些原则：无论有多难，请确保下图中用红线标识的两个回路路径短而粗，而其中最重要的部分恰好是两个回路中没有重合的部分。只要有可能，就应让两个回路尽可能重叠在一起，这样可使电流切换带来的磁场变化最小化，这对降低对外辐射的好处是大大的。降低对外辐射的另一个措施是让lx节点占用面积最小化，这也需要在设计时特别注意。
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如何使用CD4049制作倍压器电路
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2018全年销量800万台，小米电视高居国内第一，AIoT战略稳步向前-即刻金服
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引入用于快速项目设置的智能配置器板支持功能
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