利用计算机设计单片开关电源讲座
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下面对35个设计步骤作详细的阐述。
[步骤1]确定开关电源的基本参数 （1）交流输入电压最小值：umin，见表1。 （2）交流输入电压最大值：umax，见表1。 表1根据交流输入电压范围确定umin、umax值 交流输入电压u（v） umin(v) umax(v) 固定输入：100/115 85 132 通用输入：85～265 85 265 固定输入：230±15％ 195 265
（3）电网频率fl：50hz或60hz。 表2反馈电路的类型及ufb参数值 反馈电路类型 ufb（v） uo的准确度（％） sv（％） si（％） 基本反馈电路 5.7 ±10 ±1.5 ±5 改进型基本反馈电路 27.7 ±5 ±1.5 ±2.5 配稳压管的光耦反馈电路 12 ±5 ±0.5 ±1 配tl431的光耦反馈电路 12 ±1 ±0.2 ±0.2
（4）开关频率f：100khz。 （5）输出电压uo（v）：已知。 （6）输出功率po（w）：已知。 （7）电源效率η：一般取80％，除非有更好的数 据可用。 （8）损耗因数z：z代表次级损耗与总功耗的比 值。典型值为0.5。 [步骤2]根据输出要求，选择反馈电路的类型以及反馈电压ufb 详见表2。可从4种反馈电路中选择一种合适的电路，并确定反馈电压ufb的值。 [步骤3]根据u、po值来确定输入滤波电容cin、 直流输入电压最小值uimin （1）令整流桥的响应时间tc=3ms。 （2）根据输入电压，从表3中查出cin值。 （3）得到uimin的值。 表3确定cin、uimin的值 交流输入电压u（v） po（w） 比例系数（μf/w） cin(μf) uimin(v) 固定输入：100/115 已知 2～3 (2～3）×po ≥90 通用输入：85～265 已知 2～3 (2～3）×po ≥90 固定输入：230±15％ 已知 1 1×po ≥240
[步骤4]根据交流输入电压u确定初级感应电压uor、钳位二极管反向击穿电压ub值 （1）根据输入电压，从表4中查出uor、ub值。 （2）步骤25将用到ub值来选择瞬变电压抑制器（tvs）的型号。 （3）topswitch关断且次级电路处于导通状态时， 次级电压会感应到初级。感应电压uor与ui相叠加后，加至内部功率开关管（mosfet）的漏极上。此时初级漏感释放能量，并在漏极上产生尖峰电压ul。由于上述不利情况同时出现，极易损坏芯片，因此需给初级增加钳位保护电路。利用tvs器件来吸收尖峰电压的瞬间能量，使上述三种电压之和不超过漏－源击穿电压u（br）ds值。 表4确定uor、ub值 u（v） uor(v) ub(v) 固定输入：100/115 60 90 通用输入：85～265 135 200 固定输入：230±15％ 135 200
[步骤5]根据uimin和uor来确定最大占空比dmax dmax的计算公式为：dmax=×100％（1） （1）mosfet的通态漏－源电压uds（on）=10v。 （2）应在u=umin时确定dmax。 若将uor=135v、uimin=90v、uds(on)=10v一并代入式（1），可计算出dmax=64.3％，这与典型值67％非常接近。dmax随着u的升高而减小，例如当u=umax=265v时，dmax=34.6％。 [步骤6]确定初级脉动电流ir与初级峰值电流ip的比值krp 定义比例系数 krp=ir/ip(2) （1）当u确定之后，krp有一定的取值范围。在110v／ 115v或宽范围电压输入时，可选krp=0.4，当230v输入时，取krp=0.6。 （2）在整个迭代过程中，可适当增大krp的值，但不得超过表5中规定的最大值。 表5确定krp u（v） krp 最小值（连续模式） 最大值（不连续模式） 固定输入：100/115 0.4 1.0 通用输入：85～265 0.4 1.0 固定输入：230±15％ 0.6 1.0
[步骤7]确定初级波形参数 计算下列参数（电流单位均取a）： （1）输入电流的平均值iavgiavg=（3） （2）初级峰值电流ipip=（4） （3）初级脉动电流ir〔可由式（2）求得〕 （4）初级有效值电流irmsirms=ip（5） [步骤8]根据电子数据表格和所需ip值，选择topswitch芯片 （1）所选极限电流最小值ilimit(min)应满足 0.9ilimit(min)≥ip（6） （2）若芯片散热不良，则选功率稍大些的芯片。 [步骤9和步骤10]计算芯片的结温tj （1）计算结温tjtj=〔irms2×rds(on)＋cxt(uimax＋uor)2f〕· rθa＋25℃（7） 式中：cxt是漏极结点的等效电容。括号内第二项代表当交流输入电压较高时，由于cxt不断被充放电而引起的开关损耗，可用pcxt表示。 （2）计算过程中若发现tj>100℃，应选功率较大的topswitch芯片。 [步骤11]验算ip ip=0.9ilimit(min)（8） （1）输入新的krp值且从最小值开始迭代，直到 krp=1.0。 （2）检查ip值是否符合要求。 （3）迭代krp=1.0或ip=0.9ilimit（min)。 [步骤12]计算初级电感量lplp=·（9） 式中：lp的单位取μh。 [步骤13]选择磁芯与骨架并确定相关参数 从厂家提供的磁芯数据表中查出适合该输出功率的磁芯型号，以及有效截面积（sj）、有效磁路长度（l）、等效电感（al）、骨架宽度（b）等参数值。 [步骤14]设定初级层数d和次级匝数ns的初始值 设定d=2层。当u=85v～265v时取ns=0.6匝；再用迭代法计算ns；亦可根据次级每伏匝数和uf1值，直接计算ns值（参见步骤15）。 在步骤15至步骤22中必须确定高频变压器的9个主要参数：初级电感量lp，磁芯气隙宽度δ，初级匝数np，次级匝数ns，反馈绕组匝数nf，初级裸导线直径dpm，初级导线外径dpm，次级裸导线直径dsm和次级导线外径dsm。上述参数中，除lp可直接用公式单独计算外，其余参数都是互相关联的，因此通常从次级匝数开始计算。另外鉴于反馈绕组上的电流很小（一般小于10ma），对其线径要求不严，因此不需计算导线的内、外直径。 [步骤15]计算次级匝数ns 对于230v或宽范围输入应取0.6匝/v，现已知uo=7.5v，考虑到在次级肖特基整流管上还有0.4v的正向压降uf1，因此次级匝数为(uo＋uf1)×0.6=4.74匝。由于次级绕组上还存在导线电阻，也会形成压降，实取ns=5匝。下面就以该数据作为初始值分别计算其余7个参数。 [步骤16]计算初级匝数npnp=ns×（10） 将uor=85v，uo=7.5v，uf1=0.4v，ns=5匝一同代入式（10），计算出np=53.8匝。实取54匝。 [步骤17]计算反馈绕组匝数nfnf=ns×（11） 将ns=5匝，ufb=10.4v，uf2=0.7v，uo=7.5v，uf1=0.4v代入式（11），计算出nf=7.03匝。实取7匝。 [步骤18]根据初级层数d、骨架宽度b和安全边距m，计算有效骨架宽度be（单位是mm） be=d(b－2m)（12） 将d=2，b=8.43mm，m=0代入式（12），求得be=16.86mm。 再计算初级导线的外径（带绝缘层）dpmdpm=（13） 将be=16.86，np=54匝代入式（13），求得dpm=0.31mm。扣除漆皮后裸导线的内径dpm=0.26mm。 [步骤19]验证初级导线的电流密度j是否满足初级有效值电流irms=0.32a之条件j==（14） 将dpm=0.26mm、irms=0.32a代入式（14），得到j=6.06a/mm2。电子数据表格中实取6.17a/mm2。 若j>10a/mm2，应选较粗的导线和较大的磁芯骨架，使j0.3t，则需增加磁芯的横截面积或增加初级匝数，使bm在0.2～0.3t范围之内。如bm0.4mm时，应采用?0.4mm的两股导线双线并绕ns匝。与单股粗导线绕制方法相比，双线并绕能增大初级绕组的等效横截面积，改善磁场耦合程度，减小磁场泄漏及漏感。此外，用双线并绕方式还能减小次级导线的电阻值，降低功率损耗。 若选用三重绝缘线来绕制初级绕组，则导线外径（单位是mm）的计算公式为：dsm=（22） 将b=8.43mm，m=0，ns=5匝代入式（22），求得dsm=1.69mm。可选导线直径dsm≥0.91mm而绝缘层外径dsm≤1.69mm的三重绝缘线。 [步骤24]确定次级整流管、反馈电路整流管的最高反向峰值电压：u（br）s、u（br）fb 有公式：u（br）s=uo＋uimax·（23）u（br）fb=ufb＋uimax·（24） 将uo=7.5v，ufb=10.4v，uimax=375v，ns=5匝，np=54匝，nf=7匝，分别代入以上两式，求得u(br)s=42.2v，u（br)fb=59v。这与电子表格中给出的结果完全相同。 [步骤25]选择钳位二极管和阻塞二极管 见表6。对于低功率的top200、top201、top210型单片开关电源，可选ub=180v的瞬变电压抑制器。 [步骤26]选择输出整流管 输出整流管宜采用肖特基二极管，此类管子的压降低、损耗小，能提高电源效率。典型产品有motorola公司生产的mbr系列。要求管子的最高反向工作电压urm≥2u（br）s，〔u（br）s为整流管实际承受的最大反向峰值电压〕；其标称电流if1≥3io(io为最大连续输出电流)。 肖特基二极管的最高反向工作电压一般不超过100v，仅适合做低压、大电流整流用。当uo≥30v时，需用耐压100v以上的超快恢复二极管来代替肖特基二极管，此时电源效率会略有下降。 [步骤27]利用步骤23得到的iri，选择输出滤波电容cout （1）滤波电容在105℃、100khz时的纹波电流应≥iri。 （2）要选择等效串联电阻很低的电解电容器。等效串联电阻的英文缩写为esr，符号为r0。它表示在电容器的等效电路中，与之相串联的代表电容器损耗的等效电阻，简称串联损耗电阻。输出的纹波电压uri由下式决定： uri=isp·r0（25） 式中的isp由步骤23得到。 （3）为减小大电流输出时的纹波电流iri，可将几只滤波电容并联使用，以降低电容总的r0值和等效电感l0。 （4）cout的容量与最大输出电流iom有关。例如，当uo=5～24v、iom=1a时，cout取330μf/35v；iom=2a时cout应取1000μf/35v。 [步骤28～29]当输出端的纹波电压超过规定值时，应再增加一级lc滤波器 （1）滤波电感l=2.2μh～4.7μh。当iom小于 1a时可采用由非晶合金磁性材料制成的磁珠；大电流时须选用磁环绕制而成的扼流圈。 （2）为减小l上的压降，宜选较大些的滤波电感或增大线径。通常可取l=3.3μh。 （3）滤波电容c取120μf/35v，要求其r0很小。 [步骤30]选择反馈电路中的整流管 见表7。表中的urm为整流管最高反向工作电压，u（br）fb是由步骤24得到的，要求： urm≥1.25u（br）fb（26） [步骤31]选择反馈滤波电容 应取0.1μf/50v的陶瓷电容器。 表7选择反馈电路中的整流管 整流管类型 整流管型号 最高反向工作电压urm（v） 生产厂家 玻封高速开关硅二极管 in4148 75 国产 超快恢复二极管 bav21 200 philips公司 uf4003 200 gi公司
[步骤32]选择控制端电容及串联电阻 控制端电容一般取47μf/10v，普通电解电容即可。与之相串联的电阻可选6.2ω/0.25w。在不连续模式下可去掉此电阻。 [步骤33]按从表2中选定的那种反馈电路，选取元器件值。 [步骤34]选择输入整流桥 （1）整流桥的反向击穿电压ubr应满足下式要 求：ubr≥1.25umax（27） 式中的umax值从第步骤1得到。 （2）设输入有效值电流为irms，整流桥额定的有效值电流为ibr，应当使ibr≥2irms。计算irms的公式如下：irms=（28） 式中：cosφ为开关电源的功率因数，一般为0.5～0.7。若无可信的数据，可选cosφ=0.5。
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下面对35个设计步骤作详细的阐述。
[步骤1]确定开关电源的基本参数 （1）交流输入电压最小值：umin，见表1。 （2）交流输入电压最大值：umax，见表1。 表1根据交流输入电压范围确定umin、umax值 交流输入电压u（v） umin(v) umax(v) 固定输入：100/115 85 132 通用输入：85～265 85 265 固定输入：230±15％ 195 265
（3）电网频率fl：50hz或60hz。 表2反馈电路的类型及ufb参数值 反馈电路类型 ufb（v） uo的准确度（％） sv（％） si（％） 基本反馈电路 5.7 ±10 ±1.5 ±5 改进型基本反馈电路 27.7 ±5 ±1.5 ±2.5 配稳压管的光耦反馈电路 12 ±5 ±0.5 ±1 配tl431的光耦反馈电路 12 ±1 ±0.2 ±0.2
（4）开关频率f：100khz。 （5）输出电压uo（v）：已知。 （6）输出功率po（w）：已知。 （7）电源效率η：一般取80％，除非有更好的数 据可用。 （8）损耗因数z：z代表次级损耗与总功耗的比 值。典型值为0.5。 [步骤2]根据输出要求，选择反馈电路的类型以及反馈电压ufb 详见表2。可从4种反馈电路中选择一种合适的电路，并确定反馈电压ufb的值。 [步骤3]根据u、po值来确定输入滤波电容cin、 直流输入电压最小值uimin （1）令整流桥的响应时间tc=3ms。 （2）根据输入电压，从表3中查出cin值。 （3）得到uimin的值。 表3确定cin、uimin的值 交流输入电压u（v） po（w） 比例系数（μf/w） cin(μf) uimin(v) 固定输入：100/115 已知 2～3 (2～3）×po ≥90 通用输入：85～265 已知 2～3 (2～3）×po ≥90 固定输入：230±15％ 已知 1 1×po ≥240
[步骤4]根据交流输入电压u确定初级感应电压uor、钳位二极管反向击穿电压ub值 （1）根据输入电压，从表4中查出uor、ub值。 （2）步骤25将用到ub值来选择瞬变电压抑制器（tvs）的型号。 （3）topswitch关断且次级电路处于导通状态时， 次级电压会感应到初级。感应电压uor与ui相叠加后，加至内部功率开关管（mosfet）的漏极上。此时初级漏感释放能量，并在漏极上产生尖峰电压ul。由于上述不利情况同时出现，极易损坏芯片，因此需给初级增加钳位保护电路。利用tvs器件来吸收尖峰电压的瞬间能量，使上述三种电压之和不超过漏－源击穿电压u（br）ds值。 表4确定uor、ub值 u（v） uor(v) ub(v) 固定输入：100/115 60 90 通用输入：85～265 135 200 固定输入：230±15％ 135 200
[步骤5]根据uimin和uor来确定最大占空比dmax dmax的计算公式为：dmax=×100％（1） （1）mosfet的通态漏－源电压uds（on）=10v。 （2）应在u=umin时确定dmax。 若将uor=135v、uimin=90v、uds(on)=10v一并代入式（1），可计算出dmax=64.3％，这与典型值67％非常接近。dmax随着u的升高而减小，例如当u=umax=265v时，dmax=34.6％。 [步骤6]确定初级脉动电流ir与初级峰值电流ip的比值krp 定义比例系数 krp=ir/ip(2) （1）当u确定之后，krp有一定的取值范围。在110v／ 115v或宽范围电压输入时，可选krp=0.4，当230v输入时，取krp=0.6。 （2）在整个迭代过程中，可适当增大krp的值，但不得超过表5中规定的最大值。 表5确定krp u（v） krp 最小值（连续模式） 最大值（不连续模式） 固定输入：100/115 0.4 1.0 通用输入：85～265 0.4 1.0 固定输入：230±15％ 0.6 1.0
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[步骤32]选择控制端电容及串联电阻 控制端电容一般取47μf/10v，普通电解电容即可。与之相串联的电阻可选6.2ω/0.25w。在不连续模式下可去掉此电阻。 [步骤33]按从表2中选定的那种反馈电路，选取元器件值。 [步骤34]选择输入整流桥 （1）整流桥的反向击穿电压ubr应满足下式要 求：ubr≥1.25umax（27） 式中的umax值从第步骤1得到。 （2）设输入有效值电流为irms，整流桥额定的有效值电流为ibr，应当使ibr≥2irms。计算irms的公式如下：irms=（28） 式中：cosφ为开关电源的功率因数，一般为0.5～0.7。若无可信的数据，可选cosφ=0.5。
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