基于TMS320LF2812的电力线通信模拟终端设计
本文叙述的是一个遵从cea709协议,使用定点dsp控制器(tms320lf2812),从软件和硬件上来实现电力线调制解调器的系统。文中描述了模拟终端具体的设计方法,而这个终端对稳定的收发运行过程来说是必要的。
1 基于cea709协议的系统框架
图1为ansi/cea709协议标准的物理框图。
图1 cea709协议物理层框图
在轨道交通、网络能源管理、智能楼宇、暖通空调、煤矿安全、能源和环境管理等领域应用广泛的控制网络平台lonworks成为中国国家标准指导性技术文件。全球的楼宇、家庭、工业和运输自动化业目前大量采用了基于lonworks平台。lonworks平台是世界上最大住宅智能电表网络的核心技术平台，被瑞典、荷兰和澳大利亚等国家的住宅和小型商业电表的智能表所采用，而运行在此平台上的协议是美国控制网络标准ansi/cea709。目前，已有越来越多的中国生产厂和集成商采用了ansi/cea709协议标准，例如在青藏铁路——世界上最长的高海拔铁路列车上，利用lonworks技术平台，采用ansi/cea709协议用于技术监测和控制各种系统，包括监测最先进的旅客用供氧系统。
对于图1中的cea709物理层框图，用dsp来实现cea709调制解调器功能的系统框图如图2所示。dsp(tms320f2812)具有150mips的计算能力,信号采集使用一个12位片上模/数转换器,其转换速度为12 msps，dsp提供多pwm来适应电力线调制解调器。
图2 系统框图
2个片上pwm输出和1个线驱动器用于实现调制解调器的发送功能。一个a/d输入用来采样带通输入端口信号,以此来实现调制解调器的接收功能，带通滤波器实际上是一个离散滤波器。它们和交流阻塞电容、耦合变压器一起完成接口的模拟前端设计。
下面主要介绍模拟前端接口的设计过程。
2 模拟前端及接口的实现
cea709通信系统以131.579 khz载波频率来定义，每个传输数据位由载波频率正弦波上24个周期组成，因此波特率为5.5kbps。每个位段的相位可以设为0°而使该位置0,也可以设为180°来使该位置1。
2.1 信号接收
首先去除耦合网络中的50/60 hz电力线电压,然后再用一个二阶有源带通滤波器滤出信号，可以检测到131.5khz的调频信号。这个滤波器是通过一个运算放大器来建立的。带通滤波器的输出由dsp的模/数转换器的一个通道采样，信号采样序列由fir滤波器处理，同时,这个滤波器的输出用来进行时钟恢复和数据检测。
采样得到的是115 khz的接收信号，它是载波频率的(21/24)倍。这个信号在131.5 khz至中频16.5khz的范围内向下采样,然后用采样频率时钟与输入载波正弦信号混合相乘,两个正弦波相乘的结果生成两个正弦波频率的“和”与“差”的合成信号，如图3所示。
图3 采样后的频率效应
运行时,dsp在每个adc采样转换完成后都会产生一个中断，然后每个采样信号就和数字pll(phaselocked loop锁相环)输出比较,来估计接收到的信号的相位。在频率5.5khz下,相位是确定的。如果相位小于±90°,那么就假定接收到的是“0”信号,否则就是“1”信号。
接收的位序列和已知的“位同步”域进行比较,当位同步数据接收到之后,调制解调器就开始搜寻“字同步”域。字同步数据标志着消息数据的起始,同时也定义了消息数据的极性。当包的数据确定后, 11位码字解码为8位的数据字节，接收字节的校验位和通过计算得到的校验位进行比较，数据从物理层传送到mac层。然后接收数据进行crc校验比较,正确数据从数据链路层传输到网络层。
2.2 相位检测
为了检测发送信号的“0”或“1”, 中频信号16.5khz的相位是离散的接收信号值的形式。首先需要用接收的采样信号驱动一个数字锁相环，当这个锁相环的输出被接收的信号同步地锁住后,锁相环和接收信号之间的复数相位的估算是由锁相环调制产生的。复数相位的实部是余弦和,当接收到“0”信号时，它是一个很大的正数值;相反接收到“1”时,它就是一个大的负数。复数相位的虚部是正弦和。它代表了相位有偏差,并反馈给锁相环来调整正弦输出,以跟踪接收的信号。
图4 接收信号处理框图
图4为完整的接收信号的处理框图。为了提高系统的稳定性,加上了一个自动增益控制模块(automatic gain control，agc)。它是通过侦测接收信号的平均大小来接收信号的。
2.3 信号发送
在该应用中,发送信号通过dsp控制器的片上pwm(脉宽调制模块)直接生成。每一位定义有24个周期，因此pwm控制器允许运行24个周期;而后,根据下一个发送位的极性,通过一个中断来重新给pwm输出赋值。欲发送的消息数据从应用层依次输送到会话层、传输层、网络层、数据链路层,然后到达物理层,形成发送波形。在数据链路层时,消息数据的crc字经计算后附加给数据，物理层确定信道是否可用，然后把数据发送出去。
2.4 pwm生成发送波形
三级信号波形是通过把dsp控制器的两个pwm输出相加得到的，然后该波形由低通滤波器产生一个正弦波。与标准的二级方波相比,三级波形的奇次谐波能量要小很多,不同的脉冲宽度会产生不同的谐波频率。为了将滤波器需要清除的谐波减到最小,需要确定最佳的脉冲宽度。从下式对称脉冲的傅里叶级数公式,可以找到这个宽度。式(1)中t代表基波频率周期,ω代表脉冲宽度。
那么，总的谐波失真thd可用下式表达：
对式(2)求最小的总谐波失真,则最佳脉宽大约是周期t的37%;然而,这还没有考虑到低通滤波产生的影响。如果用二阶低通滤波器,将会得到不同的结果。在模拟时，二阶低通滤波器的q设置为2.3。如果q很大,thd会更好,但是会造成码间干扰，因此,最好是把正负数字脉宽设为脉冲周期的1/3长,将低通滤波器角频率和数字脉冲序列的频率设为相同。1/3脉宽可以通过使用12倍于发送波形频率的定时时钟信号来获得，如图5所示。通过使用1个模拟电路,将2个数字信号相加,而后低通滤波器滤掉谐波,就可以从pwm输出获得正弦波。
图5 三级波形结构
2.5 发送放大器设计
发送放大器由sallenkey滤波器决定，发送低通滤波放大器如图6所示。这个电路的传输函数如下：
图6 发送低通滤波放大器
这里，r1=kr,r2=r,c1=c,c2=ac。假设放大器增益为2,则vout可以表示如下：
q最大时滤波器的峰值最大，而当商数k/(1+k)为1时q最大。
因此图6中sallenkey滤波器中的电阻r1和r2一般相等，q根据电容的比值来确定。发送放大器有2个输入端，2个输入信号是从处理器的pwm输出端中的信号过滤而来。放大器发送频率的峰值越大,谐波频率中的相对衰减也越大，因此，希望电阻r1、r2、r3的并联组合与r4电阻相等,以此来获得一个较大的q值。
若定义r4=r，则：
此外,定义衰减因素k为：
然后,能根据r和k来定义电阻值：
定义电容为c1=c,c2=ac,根据a、k、a、r和c，发送放大器的传输函数如下：
其中：
给定q,电容比率为：
若放大器增益a=2,且取a的较小解,则
最后,s=0,传输函数增益为：
这样,就求得了所有定义发送放大器部件的参数，通过以上的参数可以设计调制解调器模拟终端。
3 结论
本文只对电力线调制解调器的硬件设计过程进行了描述，软件设计主要是根据cea709协议的要求通过dsp来完成的。在设计和实现中还有许多关键技术问题需解决，因篇幅所限未作详细说明。这个基于单一定点dsp控制的调制解调器硬件系统在各种电力条件下进行检测，其功能较稳定和可靠，正应用于智能家居的系统中。
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采样得到的是115 khz的接收信号，它是载波频率的(21/24)倍。这个信号在131.5 khz至中频16.5khz的范围内向下采样,然后用采样频率时钟与输入载波正弦信号混合相乘,两个正弦波相乘的结果生成两个正弦波频率的“和”与“差”的合成信号，如图3所示。
图3 采样后的频率效应
运行时,dsp在每个adc采样转换完成后都会产生一个中断，然后每个采样信号就和数字pll(phaselocked loop锁相环)输出比较,来估计接收到的信号的相位。在频率5.5khz下,相位是确定的。如果相位小于±90°,那么就假定接收到的是“0”信号,否则就是“1”信号。
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这里，r1=kr,r2=r,c1=c,c2=ac。假设放大器增益为2,则vout可以表示如下：
q最大时滤波器的峰值最大，而当商数k/(1+k)为1时q最大。
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若定义r4=r，则：
此外,定义衰减因素k为：
然后,能根据r和k来定义电阻值：
定义电容为c1=c,c2=ac,根据a、k、a、r和c，发送放大器的传输函数如下：
其中：
给定q,电容比率为：
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