调谐MAX2009/MAX2010射频预失真器以获得最佳性能
像wcdma这样的线性调制方案允许更高的数据速率和每个载波的多个无线连接，但引入了高峰均比的载波信号。因此，放大器现在必须在很大程度上后退，以满足相邻通道泄漏的限制。由于pa的后退越多，pa（功率放大器）的效率就越低，因此应用线性化技术将最大效率与最小im（互调）相结合。本应用笔记详细介绍了在优化ic性能的同时调谐max2009/max2010模拟预失真器的不同技术。
介绍
像wcdma这样的线性调制方案允许更高的数据速率和每个载波的多个无线连接，但它们也引入了载波信号的高峰均比。与恒定包络调制方案不同，在恒定包络调制方案中，pa（功率放大器）可以驱动到压缩状态，现在放大器必须在很大程度上后退，以满足相邻通道泄漏的限制。由于pa越后退，pa效率就越低，因此采用线性化技术将最大效率与最小im（互调）相结合。
众所周知的线性化技术，例如前馈（ffw）和数字预失真（dpd），价格昂贵，需要相当大的空间。因此，需要一种使用很少组件且易于处理的方法。
与ffw或dpd相比，max2009/max2010模拟rf预失真器只需极少的外部元件，易于调整，并提供相当多的线性化。
max2009/max2010依靠rf频率的am-am和am-pm曲线校正来改善im3和acpr性能。在内部，芯片测量信号功率，并根据电流信号的幅度扭曲相位和增益预失真。虽然am-am和am-pm校正依赖于无存储器电路，但ab类放大器仍然可以受益于maxim器件产生的负失真，并显著提高性能。
与所有线性化技术一样，良好的信号削波算法可以降低pa之前信号的峰均比（不超过emv限值），有助于模拟预失真。将max2009/max2010与适当的信号削波结合使用是一个很好的组合。
一般预失真理论
给定正弦rf输入信号，rf频率下的放大器压缩失真通常如图1所示。预失真器使输入信号失真，以抵消放大器增加的失真。结果是净线性传递函数。
图1.幅度失真传递函数。
相位失真的工作方式大致相同。大多数放大器倾向于随着幅度的增加而延迟输入信号。这意味着输出信号的相位随着幅度的增加而减小。预失真的相位部分通过减少延迟作为幅度的函数来做相反的事情。最终结果是一个恒定延迟传递函数。
图2.相位失真传递函数。
前面的数字显示了瞬时v在/v外特性。对于rf放大器来说，即使不是不可能，也很难获得这一点。在给定无存储器系统的情况下，只需绘制am-am和am-pm图，就可以完全表征放大器的非线性行为。am-am和am-pm图的示例如图3所示。输入信号为单频;x轴是输入功率;am-am和am-pm图分别显示了增益的大小和相位。请注意，相位压缩在幅度压缩发生之前开始。这对于选择合适的模拟预失真方法非常重要。
图3.上午-上午和上午-下午图。
每个实际可实现的放大器都显示出一定程度的非线性，这可以用泰勒展开表示的非线性传递函数来描述：
vout = k0 + k1vin + k2vin2 + k3vin3 + ... + knvinn
偶数常数产生的谐波远离基波，因此微不足道。此外，产品的大小随着阶数的增加而减小。因此，在大多数情况下，仅使用三阶和五阶乘积就可以以足够的精度描述实用的非线性放大器。根据所需的线性化量，在某些情况下，高阶产品可能变得很重要。更高的 k3， k5...变得，放大器的非线性程度越高。这导致am-am和am-pm曲线越来越偏离理想的直线。任何类型的放大器预失真的目标都是尽可能改善系统的am-am和am-pm行为，从而最大限度地减少不需要的互调产物。
如何准备预失真的放大器
max2009/max2010的一般功能是扩展相位和增益，以补偿放大器的相位和增益压缩。这个过程对应于线性映射，其中功率晶体管压缩曲线的每个点都被赋予一个相位和增益校正值。实际上，放大器在一定程度上受到记忆效应的影响。与每个半导体元件一样，功率晶体管的特性随温度而变化。由于功率放大器的效率有限，大部分功率将转化为热量。这是在几个不同的时间常数下发生的。加热整个放大器可能需要几分钟;加热晶体管封装可能需要几秒钟，但加热ldmos通道的时间常数在微秒范围内。1因此，如果信号的包络功率变化非常快，例如，与wcdma一样，有源通道的温度将不会保持不变，而是随着调制而变化。这会导致记忆效应。简单地说，放大器在压缩曲线上下驱动时表现不同，因为从峰值向下驱动时，其通道温度更高。对于cmda信号，这可能会影响以下多个数据芯片，这意味着大量的evm和互调产物。
管理记忆效应
记忆效应可以用不同的方式显示（图4）。最直接的方法是使用量身定制的cdma代码，使平均功率较低，并且两个连续的高峰值具有相同的峰值功率。如果放大器的解调输出信号显示不同的峰值幅度，则表明记忆效应。
图4.记忆效应。
识别放大器存储器效应的更常用方法是测量输出频谱。im 边带不相等表示放大器内存效应（图 5）。
图5.显示记忆效应的放大器输出频谱。
无存储器模拟预失真器只能改善失真的非存储器部分，因此必须对放大器进行优化，以实现最小的存储器效应。
存储器效应有多种来源，并非所有来源都受到电路设计人员的影响。设计人员无法最大程度地减少ldmos通道的发热，但适当冷却包括所有驱动器的有源器件是有帮助的。
其他记忆效应来源可以通过适当的电路设计来减轻。在调制带宽范围内的频率下，必须很好地阻断电源，以避免由于载波调制引起的电源电压变化。
当针对最大增益进行优化时，输入偏置匹配通常针对高阻抗进行优化，但这会使非线性栅极电容产生最大的影响。如果匹配略有失谐，放大器增益可能会降低几分之一db。但是，这可以大大减少记忆效应。经验2已经表明，如果放大器在比信号带宽宽更宽的频率范围内针对平坦传输特性进行优化，则可以降低记忆效应。使用市售pa测试板测试max2009时，可能很难改变电路板的偏置电路。在这种情况下，以不同于优化频率的频率操作电路板会很有帮助。或者，在放大器带宽内尝试不同的频率。如果im边带在不同的频率下看起来不同，则电路设计不当会导致内存效应。如果在不同频率下可能的im改进量不同，则匹配并不理想，并且还有很大的改进空间。
最后，驱动进入最终放大器级的驱动器级的输出阻抗有其自身的影响。如果使用市售的驱动放大器ev（评估）板，如果在50ω负载下测量，该板可能针对高增益和效率进行了优化。在所需频率下，电路板的输出阻抗可能与“实际”50ω或多或少不同。因此，值得使用网络分析仪测量驱动器的输出阻抗，然后尝试通过添加并联电容器或电感来最小化输出电抗。在某些情况下，这增强了预失真器可实现的im改善量。诚然，这是一种相当经验的方法。然而，在大多数情况下，无法正确确定下一个最终放大器级的输入阻抗，因为所需的输入功率太高，无法在实际条件下执行网络分析仪的测量。
ab类放大器的预失真
在当前大多数采用非恒定包络调制方案的应用中，例如wcdma，之所以使用ab类放大器，是因为它们将比a类高得多的效率与合理的线性度相结合。
图6、图7和图8显示了带有ldmos驱动放大器的ab类ldmos pa的输出频谱示例。max2009的模拟预失真降低了acpr和im3。
图6.输出频谱在 p外= 19w（摩托罗拉mw41c2230和mrf21085）。®
测量条件（测量设置如图9所示）：
双载波wcdma信号，3.84mcps （3gpp）
pb_in* = 1.46v
pf_s1/2* = 4.1v
pd_cs1* = 5v
pd_cs2* = 0v
*参见max2009/max2010数据资料，了解不同控制方式的说明 电压。
图7.输出频谱在 p外= 38w（摩托罗拉mw41c2230和mrf5p21180）。
测量条件（测量设置如图9所示）：
双载波wcdma信号，3.84mcps（3gpp）
pb_in = 1.52v
pf_s1/2 = 4.9v
pd_cs1 = 0v
pd_cs2 = 0v
图8.p时单载波的输出频谱外= 19w（摩托罗拉 21085）。
测量条件（测量设置如图9所示）：
单载波wcdma信号，3.84mcps （3gpp）
pb_in = 1.6v
pf_s1/2 = 5.0v
pd_cs1 = 5v
pd_cs2 = 0v
图9显示了这些实验中使用的典型测量设置。
图9.典型测量设置， 注意acpr值不包括max2009的失真，pb_in设置为5v可将失真降至最低。
如何正确调整max2009/max2010
本文所述的max2009/max2010调整方法不是唯一可能的方法，但事实证明它非常快速，可以产生最佳结果。
第 1 步：将预失真器插入您的阵容中。目标是在相位部分的平均输入功率在8dbm和12dbm之间，以获得10db峰均信号。仅连接阶段部分。将pb_in = 5v设置为有效关闭相位扩展。在预失真器之后调整增益/衰减，以从pa获得正确的输出功率。
第 2 步：测量进入主 pa 的 acpr。它应该比您试图通过预失真实现的目标 acpr 至少好 3db。
步骤3：对于标称斜率设置（pd_cs1 = 0v;pd_cs2 = 5v;pf_s1 = 5v），慢慢调低pb_in。将频谱分析仪设置为快速扫描和低平均（即平均 = 4）。降低pb_in会增加预失真器产生的失真。调整pb_in以获得最佳性能。如果未看到性能改进，则在性能开始下降的点保留pb_in。
如果没有性能降低或改善的pb_in值，则预失真器的平均输入功率太低。预失真器不能产生足够高的失真水平。如果在pb_in = 5v时acpr下降，则预失真器的平均输入功率过高。
第 4 步：微调pf_s1和pb_in以获得最佳性能。pf_s1变容二极管偏置，可以超过5v。调整控件以从上限和下边带获得相同的 im3/acpr 性能。
如果使用pf_s1 > 5v获得最佳性能，则将pd_cs2更改为0v。这应该使最佳pf_s1电压在5v范围内。
如果pf_s1 <0.5v获得最佳性能，则pd_cs1更改为5v。这应该使最佳pf_s1电压大于0.5v。不希望具有低pf_s1电压，因为rf信号可以打开变容二极管。这会显著降低性能。
第 5 步：调整 pa 的直流偏置电压，以进一步提高性能和效率。改变偏置电压往往会改变下/上边带功率差以及相位差。这是获得最佳性能的非常重要的步骤。
步骤6：重复步骤4和5，直到没有进一步的改进。
相位部分表现出一些寄生增益扩展，这取决于输入功率。这种寄生行为可能是有益的，并且可以提供一些额外的改进。一旦为初始配置找到了最佳调谐，就值得尝试不同的平均输入功率，看看是否可以实现更好的改进。但是，必须注意确保平均输入功率的变化不会降低所有预驱动器产生的acpr/im3。
放大器的自发热会改变性能。一旦放大器的温度稳定下来，一定要调谐放大器。
如果没有获得改善或只是为了检查预失真的结果，则应测量放大器的压缩行为。使用网络分析仪无法做到这一点，因为增益扫描的两个连续测量点之间的时间太长。通过如此缓慢的测量，放大器有足够的时间来适应新的功率电平。实际上，由于调制的包络，功率电平变化很快。为了表征放大器在实际工作条件下的失真，必须使用激励信号来测量失真，这些激励信号显示峰均比和类似于所需调制方案的带宽。一个名为amptune的软件包，可从罗德与施瓦茨获得，3允许在实际工作条件下对pa进行压缩测量。
图10所示为使用max2009预失真器在预失真前后输出功率电平为38w时180w ldmos晶体管的am-pm行为。在这种情况下，应用是wcdma，因此使用峰均比为10db的5mhz宽噪声信号作为激励。
图 10.使用 amptune 软件进行相位压缩测量。3
请注意，软件程序显示压缩曲线以及计算出的扩展，这对于线性化放大器是必要的。
其它使用max2009/max2010的示例
max2009/max2010根据信号幅度扩展相位和增益，以补偿放大器的压缩。这不一定必须在系统的末端频率进行，但也可以在if级中完成。因此，这种方法将max2009/max2010应用的范围从器件的0.1ghz扩展到2.5ghz，用于卫星通信等其他领域（图11）。
图 11.max2009/max2010在if级的预置。
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基于ARM的嵌入式监测系统设计
5G手机信号放大器的三大优势
变频器的限流点、失速点测试方法分享
食物表面也能烧出石墨烯图案，未来可制作生物传感器！
WiFi模块在物联网智能家居的应用
机械密封及其管路系统的选用
创新“ 修正” 通往 DOCSIS 4. 0 的路径
一个非常简单的电动势传感器电路
介绍
像wcdma这样的线性调制方案允许更高的数据速率和每个载波的多个无线连接，但它们也引入了载波信号的高峰均比。与恒定包络调制方案不同，在恒定包络调制方案中，pa（功率放大器）可以驱动到压缩状态，现在放大器必须在很大程度上后退，以满足相邻通道泄漏的限制。由于pa越后退，pa效率就越低，因此采用线性化技术将最大效率与最小im（互调）相结合。
众所周知的线性化技术，例如前馈（ffw）和数字预失真（dpd），价格昂贵，需要相当大的空间。因此，需要一种使用很少组件且易于处理的方法。
与ffw或dpd相比，max2009/max2010模拟rf预失真器只需极少的外部元件，易于调整，并提供相当多的线性化。
max2009/max2010依靠rf频率的am-am和am-pm曲线校正来改善im3和acpr性能。在内部，芯片测量信号功率，并根据电流信号的幅度扭曲相位和增益预失真。虽然am-am和am-pm校正依赖于无存储器电路，但ab类放大器仍然可以受益于maxim器件产生的负失真，并显著提高性能。
与所有线性化技术一样，良好的信号削波算法可以降低pa之前信号的峰均比（不超过emv限值），有助于模拟预失真。将max2009/max2010与适当的信号削波结合使用是一个很好的组合。
一般预失真理论
给定正弦rf输入信号，rf频率下的放大器压缩失真通常如图1所示。预失真器使输入信号失真，以抵消放大器增加的失真。结果是净线性传递函数。
图1.幅度失真传递函数。
相位失真的工作方式大致相同。大多数放大器倾向于随着幅度的增加而延迟输入信号。这意味着输出信号的相位随着幅度的增加而减小。预失真的相位部分通过减少延迟作为幅度的函数来做相反的事情。最终结果是一个恒定延迟传递函数。
图2.相位失真传递函数。
前面的数字显示了瞬时v在/v外特性。对于rf放大器来说，即使不是不可能，也很难获得这一点。在给定无存储器系统的情况下，只需绘制am-am和am-pm图，就可以完全表征放大器的非线性行为。am-am和am-pm图的示例如图3所示。输入信号为单频;x轴是输入功率;am-am和am-pm图分别显示了增益的大小和相位。请注意，相位压缩在幅度压缩发生之前开始。这对于选择合适的模拟预失真方法非常重要。
图3.上午-上午和上午-下午图。
每个实际可实现的放大器都显示出一定程度的非线性，这可以用泰勒展开表示的非线性传递函数来描述：
vout = k0 + k1vin + k2vin2 + k3vin3 + ... + knvinn
偶数常数产生的谐波远离基波，因此微不足道。此外，产品的大小随着阶数的增加而减小。因此，在大多数情况下，仅使用三阶和五阶乘积就可以以足够的精度描述实用的非线性放大器。根据所需的线性化量，在某些情况下，高阶产品可能变得很重要。更高的 k3， k5...变得，放大器的非线性程度越高。这导致am-am和am-pm曲线越来越偏离理想的直线。任何类型的放大器预失真的目标都是尽可能改善系统的am-am和am-pm行为，从而最大限度地减少不需要的互调产物。
如何准备预失真的放大器
max2009/max2010的一般功能是扩展相位和增益，以补偿放大器的相位和增益压缩。这个过程对应于线性映射，其中功率晶体管压缩曲线的每个点都被赋予一个相位和增益校正值。实际上，放大器在一定程度上受到记忆效应的影响。与每个半导体元件一样，功率晶体管的特性随温度而变化。由于功率放大器的效率有限，大部分功率将转化为热量。这是在几个不同的时间常数下发生的。加热整个放大器可能需要几分钟;加热晶体管封装可能需要几秒钟，但加热ldmos通道的时间常数在微秒范围内。1因此，如果信号的包络功率变化非常快，例如，与wcdma一样，有源通道的温度将不会保持不变，而是随着调制而变化。这会导致记忆效应。简单地说，放大器在压缩曲线上下驱动时表现不同，因为从峰值向下驱动时，其通道温度更高。对于cmda信号，这可能会影响以下多个数据芯片，这意味着大量的evm和互调产物。
管理记忆效应
记忆效应可以用不同的方式显示（图4）。最直接的方法是使用量身定制的cdma代码，使平均功率较低，并且两个连续的高峰值具有相同的峰值功率。如果放大器的解调输出信号显示不同的峰值幅度，则表明记忆效应。
图4.记忆效应。
识别放大器存储器效应的更常用方法是测量输出频谱。im 边带不相等表示放大器内存效应（图 5）。
图5.显示记忆效应的放大器输出频谱。
无存储器模拟预失真器只能改善失真的非存储器部分，因此必须对放大器进行优化，以实现最小的存储器效应。
存储器效应有多种来源，并非所有来源都受到电路设计人员的影响。设计人员无法最大程度地减少ldmos通道的发热，但适当冷却包括所有驱动器的有源器件是有帮助的。
其他记忆效应来源可以通过适当的电路设计来减轻。在调制带宽范围内的频率下，必须很好地阻断电源，以避免由于载波调制引起的电源电压变化。
当针对最大增益进行优化时，输入偏置匹配通常针对高阻抗进行优化，但这会使非线性栅极电容产生最大的影响。如果匹配略有失谐，放大器增益可能会降低几分之一db。但是，这可以大大减少记忆效应。经验2已经表明，如果放大器在比信号带宽宽更宽的频率范围内针对平坦传输特性进行优化，则可以降低记忆效应。使用市售pa测试板测试max2009时，可能很难改变电路板的偏置电路。在这种情况下，以不同于优化频率的频率操作电路板会很有帮助。或者，在放大器带宽内尝试不同的频率。如果im边带在不同的频率下看起来不同，则电路设计不当会导致内存效应。如果在不同频率下可能的im改进量不同，则匹配并不理想，并且还有很大的改进空间。
最后，驱动进入最终放大器级的驱动器级的输出阻抗有其自身的影响。如果使用市售的驱动放大器ev（评估）板，如果在50ω负载下测量，该板可能针对高增益和效率进行了优化。在所需频率下，电路板的输出阻抗可能与“实际”50ω或多或少不同。因此，值得使用网络分析仪测量驱动器的输出阻抗，然后尝试通过添加并联电容器或电感来最小化输出电抗。在某些情况下，这增强了预失真器可实现的im改善量。诚然，这是一种相当经验的方法。然而，在大多数情况下，无法正确确定下一个最终放大器级的输入阻抗，因为所需的输入功率太高，无法在实际条件下执行网络分析仪的测量。
ab类放大器的预失真
在当前大多数采用非恒定包络调制方案的应用中，例如wcdma，之所以使用ab类放大器，是因为它们将比a类高得多的效率与合理的线性度相结合。
图6、图7和图8显示了带有ldmos驱动放大器的ab类ldmos pa的输出频谱示例。max2009的模拟预失真降低了acpr和im3。
图6.输出频谱在 p外= 19w（摩托罗拉mw41c2230和mrf21085）。®
测量条件（测量设置如图9所示）：
双载波wcdma信号，3.84mcps （3gpp）
pb_in* = 1.46v
pf_s1/2* = 4.1v
pd_cs1* = 5v
pd_cs2* = 0v
*参见max2009/max2010数据资料，了解不同控制方式的说明 电压。
图7.输出频谱在 p外= 38w（摩托罗拉mw41c2230和mrf5p21180）。
测量条件（测量设置如图9所示）：
双载波wcdma信号，3.84mcps（3gpp）
pb_in = 1.52v
pf_s1/2 = 4.9v
pd_cs1 = 0v
pd_cs2 = 0v
图8.p时单载波的输出频谱外= 19w（摩托罗拉 21085）。
测量条件（测量设置如图9所示）：
单载波wcdma信号，3.84mcps （3gpp）
pb_in = 1.6v
pf_s1/2 = 5.0v
pd_cs1 = 5v
pd_cs2 = 0v
图9显示了这些实验中使用的典型测量设置。
图9.典型测量设置， 注意acpr值不包括max2009的失真，pb_in设置为5v可将失真降至最低。
如何正确调整max2009/max2010
本文所述的max2009/max2010调整方法不是唯一可能的方法，但事实证明它非常快速，可以产生最佳结果。
第 1 步：将预失真器插入您的阵容中。目标是在相位部分的平均输入功率在8dbm和12dbm之间，以获得10db峰均信号。仅连接阶段部分。将pb_in = 5v设置为有效关闭相位扩展。在预失真器之后调整增益/衰减，以从pa获得正确的输出功率。
第 2 步：测量进入主 pa 的 acpr。它应该比您试图通过预失真实现的目标 acpr 至少好 3db。
步骤3：对于标称斜率设置（pd_cs1 = 0v;pd_cs2 = 5v;pf_s1 = 5v），慢慢调低pb_in。将频谱分析仪设置为快速扫描和低平均（即平均 = 4）。降低pb_in会增加预失真器产生的失真。调整pb_in以获得最佳性能。如果未看到性能改进，则在性能开始下降的点保留pb_in。
如果没有性能降低或改善的pb_in值，则预失真器的平均输入功率太低。预失真器不能产生足够高的失真水平。如果在pb_in = 5v时acpr下降，则预失真器的平均输入功率过高。
第 4 步：微调pf_s1和pb_in以获得最佳性能。pf_s1变容二极管偏置，可以超过5v。调整控件以从上限和下边带获得相同的 im3/acpr 性能。
如果使用pf_s1 > 5v获得最佳性能，则将pd_cs2更改为0v。这应该使最佳pf_s1电压在5v范围内。
如果pf_s1 <0.5v获得最佳性能，则pd_cs1更改为5v。这应该使最佳pf_s1电压大于0.5v。不希望具有低pf_s1电压，因为rf信号可以打开变容二极管。这会显著降低性能。
第 5 步：调整 pa 的直流偏置电压，以进一步提高性能和效率。改变偏置电压往往会改变下/上边带功率差以及相位差。这是获得最佳性能的非常重要的步骤。
步骤6：重复步骤4和5，直到没有进一步的改进。
相位部分表现出一些寄生增益扩展，这取决于输入功率。这种寄生行为可能是有益的，并且可以提供一些额外的改进。一旦为初始配置找到了最佳调谐，就值得尝试不同的平均输入功率，看看是否可以实现更好的改进。但是，必须注意确保平均输入功率的变化不会降低所有预驱动器产生的acpr/im3。
放大器的自发热会改变性能。一旦放大器的温度稳定下来，一定要调谐放大器。
如果没有获得改善或只是为了检查预失真的结果，则应测量放大器的压缩行为。使用网络分析仪无法做到这一点，因为增益扫描的两个连续测量点之间的时间太长。通过如此缓慢的测量，放大器有足够的时间来适应新的功率电平。实际上，由于调制的包络，功率电平变化很快。为了表征放大器在实际工作条件下的失真，必须使用激励信号来测量失真，这些激励信号显示峰均比和类似于所需调制方案的带宽。一个名为amptune的软件包，可从罗德与施瓦茨获得，3允许在实际工作条件下对pa进行压缩测量。
图10所示为使用max2009预失真器在预失真前后输出功率电平为38w时180w ldmos晶体管的am-pm行为。在这种情况下，应用是wcdma，因此使用峰均比为10db的5mhz宽噪声信号作为激励。
图 10.使用 amptune 软件进行相位压缩测量。3
请注意，软件程序显示压缩曲线以及计算出的扩展，这对于线性化放大器是必要的。
其它使用max2009/max2010的示例
max2009/max2010根据信号幅度扩展相位和增益，以补偿放大器的压缩。这不一定必须在系统的末端频率进行，但也可以在if级中完成。因此，这种方法将max2009/max2010应用的范围从器件的0.1ghz扩展到2.5ghz，用于卫星通信等其他领域（图11）。
图 11.max2009/max2010在if级的预置。
天猫精灵CC评测 699元价位搭配这样的硬件配置是非常具有诱惑的
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10月22日，意法半导体推出STM32WB35和STM32WB30超值产品线
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