SP4T设计和仿真详解与分析
由于超高频rfid的接收和发射频率相同，读卡器结构基本为零中频结构。零中频结构的接收机射频前端没有选择滤波器，对邻近频率的信号抗干扰能力很弱。我国在《800／900 mhz频段射频识别（rfid）技术应用规定（试行）》中规定的跳频间隔为250 khz，这对零中频结构的rfid读卡器在多询问机环境下工作是一个很大的技术难点。所以，在现阶段的多询问机环境下工作的uhf rfid读卡器，基本是工作于时分复用方式。在读卡器中加入单刀多掷开关（single pole 4throw，sp4t），本机轮询4个天线，可以取代另外的3个读卡器，降低整个系统成本。
1 sp4t设计和仿真 1.1 sp4t的主要技术指标
sp4t的主要技术指标有插入损耗、隔离度、开关时间、vswr和功率容量。对于系统，要求sp4t的功率容量大于30 dbm，控制信号为1 khz方波，插入损耗小于2 db，vswr小于1.5：1。
1.2 pin结构和等效电路
pin管是在重掺杂的p层和n层之间加入一宽度较大的不掺杂本征i区，真正的本征区不可能实现，实际使用的pin管i区多为低掺杂n区。i区使二极管级间电容减小，击穿电压提高。较宽的i区提高了二极管的反向击穿电压，使其功率容量增加。但同时使载流子渡越时间变长，阻抗变化缓慢，开关时间变长。i区面积增加时，导通电阻减小，导通功率容量加大，结电容上升，截止频率下降，限制了系统的工作频率和带宽。当pin管正偏时，对微波信号等效为一线性电阻，阻值的大小决定于偏置电流，接近于短路。反偏时，i区载流子耗尽，pin管对微波信号等效为一恒定电容。其微波等效电路如图1所示。
图1中：rj为耗散损失引入的电阻，由于其远小于cj的阻抗，常将其省略；lp和cp为引线电感和封装电容，lp和cp的存在使电路的高频特性大大降低，所以频率较高时，一般采用管芯直接搭建电路。
1.3 sp4t的电路结构
基于pin管的射频切换开关有串联式、并联式和串一并联结合式。设计中采用串一并联结构以达到上述指标，其基本的电路结构如图2所示。
在sp4t中，四个通道完全一致，图2中只画出了第一、第二个通道。其中：r1，r2为直流偏置电阻，保证pin管工作于适当的正偏电流；c1，c3，c5为隔直电容；l2，l3为射频扼流电感，它们与c2，c3一起构成一个低通网络，以阻止射频信号进入电源；con1和con2为开关选择控制信号，输入为+5 v，-5 v方波信号。当con1为-5 v，con2为+5 v时，d1和d4导通，d2和d3截止，通道一打开，通道二到通道四关闭。导通时的pin管等效为一很小的串联电阻r3，截止的pin管等效为一电阻rr和电容cj的串联，所以通道一打开，其余通道关闭时的等效电路如图3所示。
1.4主要元件选型和电路仿真
分析电路可得，较小的rs和cj是获得低插入损耗、高隔离度的必要条件，而电路的功率容量决定于pin管的最大反向电压和pdm，一般取，中的最小值。综合以上考虑，选取了ma-com公司的map4p789，sc-79封装。其参数为vr=75 v，cj=0.35 pf，rs=1.5 ω 10 ma，封装电感为0.6 nh，封装电容为0.1 pf。将以上参数代入电路并用ads仿真，如图4，图5所示。
由图4可以看出，闭合通道的插入损耗在860～950 mhz之间小于1 db，而各断开通道由于电路对称，其隔离度的曲线重合在一起，均大于34 db。图5的vswr曲线随频率的升高而增加，主要是由于断开通道反偏结电容的影响。对于直流偏置电路，主要是保证pin管的正偏工作电流为10 ma，这里取限流电阻值为500 ω。在控制电压为5 v的情况下，能保证pin管的10 ma工作电流。c1，c3，c6为隔直电容，一方面对860～950 mhz控制信号的衰减较小，另一方面对1 khz控制信号的衰减较大。为了避免控制信号进入系统其他部分，这里取其电容值为20 pf。c1和l1，c2和l2，c4和l3组成三个低通网络，其截止频率取决于控制信号的最高频率。对于1 khz的方波信号，取其上升时间为0.5μs，则其带宽为bw=1／［2*tr（10％～90％）］=1／（2×0.5μs）=1 mhz，这里取c1，c2，c4的值为47 pf；l1，l2，l3的值为56 nh。该低通网络在阻止高频进入电源的情况下，可以保证控制信号加到各pin管。
2实测结果及误差分析 由于系统频率不太高，考虑成本和生产因素，采用fr-4板材，完成电路并采用agilent的网络分析仪8712et测试得其最大插入损耗为1.42 db，最小隔离度为25 db。相对于仿真结果，实际测试值有较大的恶化。主要原因有以下几点：
（1）仿真时采用的模型不精确。由于仿真模型是根据厂家给出的参数建立的，寄生电容和寄生电感值是经验值，这与实际值有些差异。
（2）各支路微带线之间的耦合。由于各支路的公共接点连接在一起，各微带线之间距离很近，闭合通道的信号耦合到临近的两个断开通道，恶化了系统的插入损耗和隔离度。
（3）多路开关的断开通道较多。其反偏等效电容并联在闭合通道上，导致了插入损耗较大，这也是多路开关路数不能太多的主要原因。
3 结语 串一并联pin管形式的电路是实现高速，宽带，多路微波开关的最佳方法。通过对pin管的仔细选型，电路的认真优化，可以进一步提高系统的带宽，减小系统的插入损耗。
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图1中：rj为耗散损失引入的电阻，由于其远小于cj的阻抗，常将其省略；lp和cp为引线电感和封装电容，lp和cp的存在使电路的高频特性大大降低，所以频率较高时，一般采用管芯直接搭建电路。
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在sp4t中，四个通道完全一致，图2中只画出了第一、第二个通道。其中：r1，r2为直流偏置电阻，保证pin管工作于适当的正偏电流；c1，c3，c5为隔直电容；l2，l3为射频扼流电感，它们与c2，c3一起构成一个低通网络，以阻止射频信号进入电源；con1和con2为开关选择控制信号，输入为+5 v，-5 v方波信号。当con1为-5 v，con2为+5 v时，d1和d4导通，d2和d3截止，通道一打开，通道二到通道四关闭。导通时的pin管等效为一很小的串联电阻r3，截止的pin管等效为一电阻rr和电容cj的串联，所以通道一打开，其余通道关闭时的等效电路如图3所示。
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由图4可以看出，闭合通道的插入损耗在860～950 mhz之间小于1 db，而各断开通道由于电路对称，其隔离度的曲线重合在一起，均大于34 db。图5的vswr曲线随频率的升高而增加，主要是由于断开通道反偏结电容的影响。对于直流偏置电路，主要是保证pin管的正偏工作电流为10 ma，这里取限流电阻值为500 ω。在控制电压为5 v的情况下，能保证pin管的10 ma工作电流。c1，c3，c6为隔直电容，一方面对860～950 mhz控制信号的衰减较小，另一方面对1 khz控制信号的衰减较大。为了避免控制信号进入系统其他部分，这里取其电容值为20 pf。c1和l1，c2和l2，c4和l3组成三个低通网络，其截止频率取决于控制信号的最高频率。对于1 khz的方波信号，取其上升时间为0.5μs，则其带宽为bw=1／［2*tr（10％～90％）］=1／（2×0.5μs）=1 mhz，这里取c1，c2，c4的值为47 pf；l1，l2，l3的值为56 nh。该低通网络在阻止高频进入电源的情况下，可以保证控制信号加到各pin管。
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