用于高频接收器和发射器的锁相环—第一部分
mike curtin 和 paul o'brien
第一部分将重点介绍有关pll的基本概念，同时描述基本pll 架构和工作原理，另外，我们还将举例说明pll在通信系统 中的用途。最后，我们将展示一种运用adf4111频率合成器 和vco190-902t电压控制振荡器的实用pll电路。
在第二部分中，我们将详细考察与pll相关的关键技术规 格：相位噪声、参考杂散和输出漏电流。导致这些因素的原 因是什么，如何将其影响降至最低？它们对系统性能有何 影响？
最后一部分将详细描述构成pll频率合成器的各个模块以及 adi频率合成器的架构。同时还将简要总结目前市场上有售 的频率合成器和vco，同时列出adi的现有产品。
pll基本原理
锁相环是一种反馈系统，其中电压控制振荡器和相位比较器 相互连接，使得振荡器频率(相位)可以准确跟踪施加的频率 或相位调制信号的频率。锁相环可用来从固定的低频信号生 成稳定的输出频率信号。首批锁相环由法国工程师de bellescize 在20世纪30年代初实现。然而，直到20世纪60年代中期，集 成式pll成为一种成本相对较低的元件之后，锁相环才得到 市场的广泛认可。
一般而言，可以把锁相环分析为一种带一个正向增益项和一 个反馈项的负反馈系统。
基于电压的负反馈系统的简单框图如图1所示。
图1. 标准负反馈控制系统模型。
在锁相环中，来自相位比较器的误差信号为输入频率或相位 与反馈信号频率或相位之差。稳态下，系统会强制使频率或 相位误差信号归零。其适用负反馈系统的一般公式。
正向增益= g(s), [s = jw = j2pf]
环路增益= g(s) ´ h(s)
闭环增益= g(s) / 1 + [g(s)h(s)]
受环路中积分的影响，在低频下，稳态增益g(s)较高且
vo / vi , 闭环增益 = 1 / h
pll中会增大环路增益的元件包括：
鉴相器(pd)和电荷泵(cp)。
环路滤波器，其传递函数为z(s)
电压控制振荡器(vco)，其灵敏度为kv/s
反馈分频器，1/n
图2. 基本锁相环模型。
如果将一个线性元件(如四象限乘法器)用作鉴相器并且环路 滤波器和vco也为模拟元件，则将其称为模拟或线性pll (lpll)。
如果使用的是数字鉴相器(exor栅极或j-k触发器)并且所有 其他元件保持不变，则系统称为数字pll (dpll)。
如果pll完全用数字模块构建而成，不带任何无源元件或线 性元件，则称为全数字pll (adpll)。
最后，有了数字化的信息，再加上足够快的处理能力，也可 以在软件域开发pll。pll功能由软件执行并在dsp上运行。 这称为软件pll (spll)。
根据图2，当系统使用pll来生成高于输入的频率时，vco会 以角频率d振荡。该频率/相位信号的一部分会通过分频器以 1/n的比率回馈到误差检测器。这种经过分频的频率会馈入误 差检测器的一个输入端。本例中，另一路输入为固定参考频 率/相位。误差检测器会比较两个输入端的信号。当这两个信 号输入的相位和频率相等时，误差为零，环路则处于“锁 定”条件下。如果我们只看误差信号，则可得到以下等式。
e(s) = fref - fo / n
当 e(s) = 0,
fo / n = fref
因此
fo = n fref
在商用pll中，鉴相器和电荷泵共同构成误差检测器模块。 当 fo ¹ n fref时，误差检测器将向低通环路滤波器输出源/吸电 流脉冲。这会使电流脉冲稳定转换为电压，用以驱动vco。 然后，vco频率会根据需要以 kv dv的幅度增减，其中， kv 为vco灵敏度(单位：mhz/v)，v为vco输入电压的变化。 这一过程会持续进行，直到e(s)变为零为止，届时环路将锁 定。可见，电荷泵和vco充当一个积分器，用于将其输出频 率增加或减小至所需值，以(从鉴相器)将其输入恢复至零。
图3. vco传递函数。
简单而言，pll的总传递函数(clg或闭环增益)可以用上面给 出的负反馈系统的clg表达式来表示。
fo / fref = 正向增益 / [1 + 环路增益]
正向增益, g = kd kv z(s) / s
环路增益, g h = kd kv z(s) / ns
当gh远远大于1时，我们可以说，pll系统的闭环传递函数 为n，因此，
fout = n ´ fref
环路滤波器属于低通类滤波器，一般有一个极点和一个零 点。环路的瞬态响应取决于：
极点/零点的幅度，
电荷泵幅度，
vco灵敏度，
反馈因子n。
在设计环路滤波器时，必须考虑所有上述因素。此外，设计 滤波器时必须以稳定为第一要务(通常建议使相位裕量达 /4)。响应的3-db截止频率通常称为环路带宽bw。大环路带 宽会导致超快的瞬态响应。然而，这种结果并非始终都有 利，因为，就如我们将在第二部分看到的那样，快瞬态响应 与参考杂散衰减之间存在权衡问题。
pll在频率上调中的应用
利用锁相环，可以从低频基准电压源产生稳定的高频。要求 稳定高频调谐的任何系统都可以从pll技术中受益。这些应 用示例包括无线基站、无线手机、寻呼机、闭路电路系统、 时钟恢复和时钟生成系统。gsm手机或基站就是pll应用的 一个很好的例子。图4显示了gsm基站的接收部分。
图4. gsm基站接收器的信号链。
在gsm系统中，有124个宽度为200-khz的rf频段通道(每个通 道8个用户)。占用的总带宽为24.8 mhz，必须对这些带宽扫描 以检查活动状况。手机的发射(tx)范围为880 mhz至915 mhz， 接收(rx)范围为925 mhz至960 mhz。相反，基站的tx范围为 925 mhz至960 mhz，rx范围为880 mhz至915 mhz。对于本 例，我们只考虑基站发射和接收部分。gsm900和dcs1800基 站系统的频段如表1所示。表2展示的是表1所列频段范围内的 载波频率的通道编号(rf通道)。fl(n)为rf通道低频段(rx)的 中心频率，fu(n)为高频段(tx)的对应频率。
tx rx
p-gsm900 935 to 960mhz 890 to 915mhz
dcs1800 1805 to 1880mhz 1710 to 1785mhz
e-gsm900 925 to 960mhz 880 to 915mhz
表1. gsm900和dcs1800基站系统的频段 表2.
tx rx
pgsm900 fl(n) = 890 + 0.2 x (n) 1 ≤ n ≤ 124 fu(n) = fl(n) + 45
egsm900 fl(n) = 890 + 0.2 x (n)
fl(n) = 890 + 0.2 x (n-1024) 0 ≤ n ≤ 124
975 ≤ n ≤ 1023 fu(n) = fl(n) +45
dcs1800
fl(n) = 1710.2 + 0.2 x (n - 512) 512 ≤ n ≤ 885 fu(n) = fl(n) + 95
表2. gsm900和dcs1800基站系统的通道编号
对900-mhz rf输入滤波、放大并施加到第一级混频器。另一 个混频器输入端用调谐本振(lo)驱动。本振必须对输入频率 范围扫描，以检查任何通道上的活动状况。实际上，lo是运 用前面已经描述过的pll技术来实现的。如果第一中频(if) 级的中心位于240 mhz，则lo的频率范围必须为640 mhz至 675 mhz，才能覆盖rf输入频段。当选择200-khz的参考频率 时，可以按200 khz的步长，在整个频率范围内对vco输出排 序。例如，如果需要650 mhz的输出频率，则n的值为3250。 该650-mhz的lo会有效地检查890-mhz rf通道(frf - flo = fif 或frf = flo + fif)。当n增至3251时，lo频率为650.2 mhz，检 查的rf通道为890.2 mhz。如图5所示。
图5. gsm基站接收器的测试频率。
值得注意的是，除了可调谐rf lo以外，接收器部分也采用了 固定if(在所示例子中为240 mhz)。尽管该if并不需要频率调 谐，但仍然采用了pll技术。其原因在于，运用稳定的系统 参考频率来产生高频if信号不失为一种经济的方式。多家频 率合成器制造商已经意识到这一事实，推出了双版本器件： 一个版本支持较高rf频率(>800 mhz)，另一个版本支持较低if 频率(500 mhz或以下)。
在gsm系统的发射端也存在类似的要求。然而，更常见的做 法是直接从基带上变频为发射部分的最终rf；这意味着，基 站的典型tx vco的范围为925 mhz至960 mhz(发射部分的rf 频段)。
电路示例
图6显示了gsm手机发射部分本振的实际实现方式。我们假 设，基带直接上变频为rf。该电路采用了来自adi的新型 adf4111 pll频率合成器，以及来自vari-l公司的vco190-902t 电压控制振荡器。
图6. gsm手机的发射器本振。
参考输入信号施加于电路的frefin，其端接电阻为50 。在 gsm系统中，该参考输入频率的典型值为13 mhz。为了使通 道间距为200 khz(gsm标准)，必须运用adf4111的片内参考分 频器，将参考输入除以65。
adf4111是一款整数n pll频率合成器，最高支持1.2 ghz的 rf工作频率。在该整数n型频率合成器中，可以按离散整数 步长，在96至262,000范围内对n编程。对于手机发射器，如 果所需输出范围为880 mhz至915 mhz，并且内部参考频率为 200 khz，则所需n值的范围为4400至4575。
adf4111的电荷泵输出(引脚2)驱动环路滤波器。基本而言， 该滤波器(图2中的z(s))是一款一阶滞后-超前型滤波器。在计 算环路滤波器元件值时，需要考虑多个事项。在本例中，环路滤波器的设计宗旨是使系统的整体相位裕量 为45度。其他pll系统技术规格如下：
kd = 5 ma
kv = 8.66 mhz/v
环路带宽= 12 khz
fref = 200 khz
n = 4500
额外参考杂散衰减= 10 db
所有这些技术规格都需要用来计算环路滤波器元件值，如图6 所示。
环路滤波器输出驱动vco，然后馈入pll频率合成器的rf输 入端，同时驱动rf输出通道。用一个带18 电阻的t型电路配 置在adf4111的vco输出、rf输出和rfin引脚之间提供50 匹配。
在pll系统中，知道系统何时锁定十分重要。在图6中，这是 通过利用adf4111的muxout信号来实现的。可设置 muxout引脚来监控频率合成器中的各种内部信号。其中之 一是ld或锁定检测信号。举例来说，当选用muxout以选 择锁定检测时，就可以在系统中用muxout来触发个输出功 率放大器。
adf4111用一个简单的4级串行接口来与系统控制器通信。参 考计数器、n计数器和各种其他片内功能都是通过该接口进 行编程的。
结论
在本系列的第一部分中，我们借助一些简单的框图和等式， 介绍了pll的基本概念。我们还展示了一个典型的例中，说 明了pll结构的用武之地，并详细描述了一种实际实现方法。
数字化模拟芯片的出现给互联网带来了什么
如何选择屏幕灯，需要注意哪些技术参数
华为EMUI 11受欢迎的原因 鸿蒙系统还得在等等
Jim Schmidt Joins Vicor
英特尔发布首个结构化eASIC产品系列
用于高频接收器和发射器的锁相环—第一部分
SMT模板的特点
推进农业水价综合改革的意见解读
USB-PD取代平板电源接口而实现中大功率充电
iWatt iW3614可控硅调光的数字控制15W LED驱动方案
特斯拉Model 3成本降低 刺激市场消费者购买欲
5G智联时代该如何选择智能家居
大面积单结集成型a－Si:H太阳电池的结构设计与制备分析
HT66F筋膜枪方案的详细说明
废旧电池回收链断点在哪？
PCB设计规则检查器编写技巧
自适应负载调整和动态功率控制实现模拟输出的高效散热设计
体感车安全隐患大 充电状态下仍能开机
Problem N 奇偶数分离
性价比高的无线蓝牙耳机、适合学生党的无线蓝牙耳机
第一部分将重点介绍有关pll的基本概念，同时描述基本pll 架构和工作原理，另外，我们还将举例说明pll在通信系统 中的用途。最后，我们将展示一种运用adf4111频率合成器 和vco190-902t电压控制振荡器的实用pll电路。
在第二部分中，我们将详细考察与pll相关的关键技术规 格：相位噪声、参考杂散和输出漏电流。导致这些因素的原 因是什么，如何将其影响降至最低？它们对系统性能有何 影响？
最后一部分将详细描述构成pll频率合成器的各个模块以及 adi频率合成器的架构。同时还将简要总结目前市场上有售 的频率合成器和vco，同时列出adi的现有产品。
pll基本原理
锁相环是一种反馈系统，其中电压控制振荡器和相位比较器 相互连接，使得振荡器频率(相位)可以准确跟踪施加的频率 或相位调制信号的频率。锁相环可用来从固定的低频信号生 成稳定的输出频率信号。首批锁相环由法国工程师de bellescize 在20世纪30年代初实现。然而，直到20世纪60年代中期，集 成式pll成为一种成本相对较低的元件之后，锁相环才得到 市场的广泛认可。
一般而言，可以把锁相环分析为一种带一个正向增益项和一 个反馈项的负反馈系统。
基于电压的负反馈系统的简单框图如图1所示。
图1. 标准负反馈控制系统模型。
在锁相环中，来自相位比较器的误差信号为输入频率或相位 与反馈信号频率或相位之差。稳态下，系统会强制使频率或 相位误差信号归零。其适用负反馈系统的一般公式。
正向增益= g(s), [s = jw = j2pf]
环路增益= g(s) ´ h(s)
闭环增益= g(s) / 1 + [g(s)h(s)]
受环路中积分的影响，在低频下，稳态增益g(s)较高且
vo / vi , 闭环增益 = 1 / h
pll中会增大环路增益的元件包括：
鉴相器(pd)和电荷泵(cp)。
环路滤波器，其传递函数为z(s)
电压控制振荡器(vco)，其灵敏度为kv/s
反馈分频器，1/n
图2. 基本锁相环模型。
如果将一个线性元件(如四象限乘法器)用作鉴相器并且环路 滤波器和vco也为模拟元件，则将其称为模拟或线性pll (lpll)。
如果使用的是数字鉴相器(exor栅极或j-k触发器)并且所有 其他元件保持不变，则系统称为数字pll (dpll)。
如果pll完全用数字模块构建而成，不带任何无源元件或线 性元件，则称为全数字pll (adpll)。
最后，有了数字化的信息，再加上足够快的处理能力，也可 以在软件域开发pll。pll功能由软件执行并在dsp上运行。 这称为软件pll (spll)。
根据图2，当系统使用pll来生成高于输入的频率时，vco会 以角频率d振荡。该频率/相位信号的一部分会通过分频器以 1/n的比率回馈到误差检测器。这种经过分频的频率会馈入误 差检测器的一个输入端。本例中，另一路输入为固定参考频 率/相位。误差检测器会比较两个输入端的信号。当这两个信 号输入的相位和频率相等时，误差为零，环路则处于“锁 定”条件下。如果我们只看误差信号，则可得到以下等式。
e(s) = fref - fo / n
当 e(s) = 0,
fo / n = fref
因此
fo = n fref
在商用pll中，鉴相器和电荷泵共同构成误差检测器模块。 当 fo ¹ n fref时，误差检测器将向低通环路滤波器输出源/吸电 流脉冲。这会使电流脉冲稳定转换为电压，用以驱动vco。 然后，vco频率会根据需要以 kv dv的幅度增减，其中， kv 为vco灵敏度(单位：mhz/v)，v为vco输入电压的变化。 这一过程会持续进行，直到e(s)变为零为止，届时环路将锁 定。可见，电荷泵和vco充当一个积分器，用于将其输出频 率增加或减小至所需值，以(从鉴相器)将其输入恢复至零。
图3. vco传递函数。
简单而言，pll的总传递函数(clg或闭环增益)可以用上面给 出的负反馈系统的clg表达式来表示。
fo / fref = 正向增益 / [1 + 环路增益]
正向增益, g = kd kv z(s) / s
环路增益, g h = kd kv z(s) / ns
当gh远远大于1时，我们可以说，pll系统的闭环传递函数 为n，因此，
fout = n ´ fref
环路滤波器属于低通类滤波器，一般有一个极点和一个零 点。环路的瞬态响应取决于：
极点/零点的幅度，
电荷泵幅度，
vco灵敏度，
反馈因子n。
在设计环路滤波器时，必须考虑所有上述因素。此外，设计 滤波器时必须以稳定为第一要务(通常建议使相位裕量达 /4)。响应的3-db截止频率通常称为环路带宽bw。大环路带 宽会导致超快的瞬态响应。然而，这种结果并非始终都有 利，因为，就如我们将在第二部分看到的那样，快瞬态响应 与参考杂散衰减之间存在权衡问题。
pll在频率上调中的应用
利用锁相环，可以从低频基准电压源产生稳定的高频。要求 稳定高频调谐的任何系统都可以从pll技术中受益。这些应 用示例包括无线基站、无线手机、寻呼机、闭路电路系统、 时钟恢复和时钟生成系统。gsm手机或基站就是pll应用的 一个很好的例子。图4显示了gsm基站的接收部分。
图4. gsm基站接收器的信号链。
在gsm系统中，有124个宽度为200-khz的rf频段通道(每个通 道8个用户)。占用的总带宽为24.8 mhz，必须对这些带宽扫描 以检查活动状况。手机的发射(tx)范围为880 mhz至915 mhz， 接收(rx)范围为925 mhz至960 mhz。相反，基站的tx范围为 925 mhz至960 mhz，rx范围为880 mhz至915 mhz。对于本 例，我们只考虑基站发射和接收部分。gsm900和dcs1800基 站系统的频段如表1所示。表2展示的是表1所列频段范围内的 载波频率的通道编号(rf通道)。fl(n)为rf通道低频段(rx)的 中心频率，fu(n)为高频段(tx)的对应频率。
tx rx
p-gsm900 935 to 960mhz 890 to 915mhz
dcs1800 1805 to 1880mhz 1710 to 1785mhz
e-gsm900 925 to 960mhz 880 to 915mhz
表1. gsm900和dcs1800基站系统的频段 表2.
tx rx
pgsm900 fl(n) = 890 + 0.2 x (n) 1 ≤ n ≤ 124 fu(n) = fl(n) + 45
egsm900 fl(n) = 890 + 0.2 x (n)
fl(n) = 890 + 0.2 x (n-1024) 0 ≤ n ≤ 124
975 ≤ n ≤ 1023 fu(n) = fl(n) +45
dcs1800
fl(n) = 1710.2 + 0.2 x (n - 512) 512 ≤ n ≤ 885 fu(n) = fl(n) + 95
表2. gsm900和dcs1800基站系统的通道编号
对900-mhz rf输入滤波、放大并施加到第一级混频器。另一 个混频器输入端用调谐本振(lo)驱动。本振必须对输入频率 范围扫描，以检查任何通道上的活动状况。实际上，lo是运 用前面已经描述过的pll技术来实现的。如果第一中频(if) 级的中心位于240 mhz，则lo的频率范围必须为640 mhz至 675 mhz，才能覆盖rf输入频段。当选择200-khz的参考频率 时，可以按200 khz的步长，在整个频率范围内对vco输出排 序。例如，如果需要650 mhz的输出频率，则n的值为3250。 该650-mhz的lo会有效地检查890-mhz rf通道(frf - flo = fif 或frf = flo + fif)。当n增至3251时，lo频率为650.2 mhz，检 查的rf通道为890.2 mhz。如图5所示。
图5. gsm基站接收器的测试频率。
值得注意的是，除了可调谐rf lo以外，接收器部分也采用了 固定if(在所示例子中为240 mhz)。尽管该if并不需要频率调 谐，但仍然采用了pll技术。其原因在于，运用稳定的系统 参考频率来产生高频if信号不失为一种经济的方式。多家频 率合成器制造商已经意识到这一事实，推出了双版本器件： 一个版本支持较高rf频率(>800 mhz)，另一个版本支持较低if 频率(500 mhz或以下)。
在gsm系统的发射端也存在类似的要求。然而，更常见的做 法是直接从基带上变频为发射部分的最终rf；这意味着，基 站的典型tx vco的范围为925 mhz至960 mhz(发射部分的rf 频段)。
电路示例
图6显示了gsm手机发射部分本振的实际实现方式。我们假 设，基带直接上变频为rf。该电路采用了来自adi的新型 adf4111 pll频率合成器，以及来自vari-l公司的vco190-902t 电压控制振荡器。
图6. gsm手机的发射器本振。
参考输入信号施加于电路的frefin，其端接电阻为50 。在 gsm系统中，该参考输入频率的典型值为13 mhz。为了使通 道间距为200 khz(gsm标准)，必须运用adf4111的片内参考分 频器，将参考输入除以65。
adf4111是一款整数n pll频率合成器，最高支持1.2 ghz的 rf工作频率。在该整数n型频率合成器中，可以按离散整数 步长，在96至262,000范围内对n编程。对于手机发射器，如 果所需输出范围为880 mhz至915 mhz，并且内部参考频率为 200 khz，则所需n值的范围为4400至4575。
adf4111的电荷泵输出(引脚2)驱动环路滤波器。基本而言， 该滤波器(图2中的z(s))是一款一阶滞后-超前型滤波器。在计 算环路滤波器元件值时，需要考虑多个事项。在本例中，环路滤波器的设计宗旨是使系统的整体相位裕量 为45度。其他pll系统技术规格如下：
kd = 5 ma
kv = 8.66 mhz/v
环路带宽= 12 khz
fref = 200 khz
n = 4500
额外参考杂散衰减= 10 db
所有这些技术规格都需要用来计算环路滤波器元件值，如图6 所示。
环路滤波器输出驱动vco，然后馈入pll频率合成器的rf输 入端，同时驱动rf输出通道。用一个带18 电阻的t型电路配 置在adf4111的vco输出、rf输出和rfin引脚之间提供50 匹配。
在pll系统中，知道系统何时锁定十分重要。在图6中，这是 通过利用adf4111的muxout信号来实现的。可设置 muxout引脚来监控频率合成器中的各种内部信号。其中之 一是ld或锁定检测信号。举例来说，当选用muxout以选 择锁定检测时，就可以在系统中用muxout来触发个输出功 率放大器。
adf4111用一个简单的4级串行接口来与系统控制器通信。参 考计数器、n计数器和各种其他片内功能都是通过该接口进 行编程的。
结论
在本系列的第一部分中，我们借助一些简单的框图和等式， 介绍了pll的基本概念。我们还展示了一个典型的例中，说 明了pll结构的用武之地，并详细描述了一种实际实现方法。
数字化模拟芯片的出现给互联网带来了什么
如何选择屏幕灯，需要注意哪些技术参数
华为EMUI 11受欢迎的原因 鸿蒙系统还得在等等
Jim Schmidt Joins Vicor
英特尔发布首个结构化eASIC产品系列
用于高频接收器和发射器的锁相环—第一部分
SMT模板的特点
推进农业水价综合改革的意见解读
USB-PD取代平板电源接口而实现中大功率充电
iWatt iW3614可控硅调光的数字控制15W LED驱动方案
特斯拉Model 3成本降低 刺激市场消费者购买欲
5G智联时代该如何选择智能家居
大面积单结集成型a－Si:H太阳电池的结构设计与制备分析
HT66F筋膜枪方案的详细说明
废旧电池回收链断点在哪？
PCB设计规则检查器编写技巧
自适应负载调整和动态功率控制实现模拟输出的高效散热设计
体感车安全隐患大 充电状态下仍能开机
Problem N 奇偶数分离
性价比高的无线蓝牙耳机、适合学生党的无线蓝牙耳机