LTC5589/LTC5599低功率IQ调制器的基带设计示例
为了产生复杂的调制，需要两个相同的通道（i和q）。为简单起见，此处仅显示一个通道。
调制参数
在此示例设计中，系统规格如下：
符号速率 = 30 ksps
数字滤波器 alpha= 0.35
下一步是确定基带滤波器要求：
总信号带宽 = 30*1.35= 40.5 khz，即每个 i 和 q 通道为 20.25 khz。这决定了滤波器通带。
滤波器阻带要求主要由dac更新速率决定，在本例中为240 ksps，或每个符号8倍插值。
现在让我们快进到完整的电路，然后是描述。请注意，为简单起见，仅显示两个相同的i&q通道之一：
图1.基带驱动电路将单端dac转换为差分。建议使用无源dac重构滤波器以实现低噪声。
dac 输入和参考
首选差分dac输出。但是，当使用单电源、单端dac输出时，则需要固定的vref，该vref可能来自第3个dac或v。裁判的信号 dac。vref只是dac的零基准电压源，可以在i和q通道之间共享，但要确保它是低源阻抗，以实现i和q通道之间的最小串扰。缓冲液 v裁判必要时采用一个 ltc6246 电压跟随器。
在本例中，单端i和q dac配置为0至+1.024v输出。请注意，dac数字驱动器应缩放以使用所有可用的dac位，但切勿触及满量程极限。
可选电阻r5和r6用于dac的低平均直流电流。在本例中，输入共模电压被下拉至0.512v，以匹配dac输出电压范围的中心。
单端至差分驱动器
与单端基带驱动相反，使用差分基带信号驱动调制器是非常优选的。差分驱动提供高 6db 的射频输出功率和最低的误差矢量幅度 （evm）。
选择具有差分输入和输出的放大器还可以简化设计，因为
设计对称性降低了输出直流失调误差，从而减少了lo馈通（loft）并提高了调制精度。
输出共模电压（vocm） 可以独立更改以满足调制器的要求，并且
增益可以独立改变，而不影响vocm.
图2.差分驱动器通过提供增益和输出共模电压的独立调整来简化设计。
选择ltc6362用于此应用，是因为它仅吸收1ma的电源电流，而且噪声相当低。对于基带信号源具有低近端噪声密度的设计，低放大器噪声非常重要，这意味着使用非常高阶基带数字滤波器以及高分辨率dac。我们不希望放大器使这种接近信噪比变得更糟。
选择电容c10和c11来降低hf噪声，同时在最高基带频率下提供可忽略不计（<0.1 db）幅度误差贡献。ltspice仿真对于此目的非常有用。
dac lc 重构滤波器
dac重建滤波器对于平滑dac阶梯输出非常重要，它减少了高频奈奎斯特镜像。另一个重要功能是将调制器输出端的宽带本底噪声降至最低。
图3.lc重建滤波器。此设计适用于 266 欧姆源极和负载端接。
使用经典的滤波器设计cad工具为您的设计合成这些lc元件值。为获得最佳调制精度，请选择贝塞尔lpf响应作为线性相位。在本例中，-3db转折放置在50 khz，这适用于高达~30 ksps的符号速率。
dac镜像杂散相对于所需信号的幅度可以通过sin（x）/x估计，其中x = π f / f时钟，对于此设计的频率计划，我们可以预期在220 khz时具有25db的图像衰减。再加上dac lc重建滤波器在220 khz（45db）处提供的衰减，以估计70db的总奈奎斯特镜像抑制。
推导 vocm源
当 v抄送监管良好，vocm可以从简单的vcc电阻分压器获得。否则，vocm由一个可调电压稳压器高效衍生而来，该稳压器支持低至 1μa 的电阻分压器电流。 适当的 vocm电压对于建立正确的iq调制器工作点至关重要。
图4.简单的 lt3009 提供了调节良好的低噪声 vocm，同时将电流浪费降至最低。
请注意，ltc6362 具有一个内部 vocmv 时的分压器抄送/2，因此每当 vcc 超过 2.8v 时，vocm需要一些下拉才能保持在1.4v。这就是 r3 的目的。
增益缩放
通常，对于许多 ltc5589 和 ltc5599 应用，差分驱动电平约为 330mv有效值是一个很好的起点，在iq调制器的i和q输入端进行差分测量。由于lc滤波器损耗，lc滤波器输入端的驱动电压通常略高，约为358mv有效值在每个差分放大器输出端。应使用频谱分析仪来确认是否达到了所需的调制器rf输出频谱纯度。
以更高的v驱动iq调制器有效值用于更高的输出功率或更低的 v有效值用于降低 imd 和提高调制精度。放大器反馈电阻可以为此目的进行调整。
仿真结果
滤波器合成应该已经正确。然而，由于滤波器设计必须从单端转换为差分，因此存在一些设计误差的蔓延空间。另一个误差来源可能是放大器的延迟，这成为更高符号速率的一个因素。快速的ltspice仿真有助于验证这两个误差源是否保持良性。
首先分别查看通带和阻带响应：
图5.整体电路通带响应。在这里，我们寻找最高信号频率（本设计示例中为20.25 khz）下的最小增益滚降和群延迟变化。
请注意，在20.25 khz的最高信号频率下，响应下降仅为0.5db。低于1db是一个很好的目标。群延迟非常平坦，您需要增量标记才能在上面的仿真图上测量它。它只有3.7ns，与1/30k或33.3us的符号周期相比，可以忽略不计。少于符号周期的百分之几是一个很好的目标。在这种情况下，群延迟变化非常好，这要归功于贝塞尔滤波器。
图6.整体电路阻带响应。在这里，我们正在寻找奈奎斯特图像频率（本设计示例中为220khz）下的足够衰减。
在本例中，我们看到镜像频率处的衰减为46db。结合 25db sin（x） / x，即 71 db。这里一个好的目标是大约 70db 或更好。对于无线应用，监管机构的要求在这里发挥作用。
请注意，滤芯损耗可能不那么容易准确模拟。它们的效果将在下一个主题中很明显：
测试结果
对于数字调制，调制器精度的最终测试是evm。
图7.ltc5599 0.8% rms 的 evm 测量值符合预期。除设置为450mhz的lo频率外，所有spi寄存器均采用默认值。
考虑到该系统使用的是 8 位 dac，evm 的测量值约为 0.8% 也就不足为奇了，因为考虑到 enob 将小于 8 位，从根本上说，这是可实现的最佳目标：
图8.索取免费的线性技术精度转换器！本例显示了有效的dac分辨率如何限制调制精度。
evm 测试结果与之前公布的测量结果一致，对于大多数数字调制应用来说绝对足够好。
进一步的evm改进需要更多的fir滤波器抽头，更高分辨率的dac，也许还需要一些数字滤波器补偿，用于sin（x）/x滚降和dac重建滤波器滚降。
图9.-4dbm 输出功率时的射频输出频谱。请注意，最差的dac镜像约为-70dbc，足以满足大多数应用的需求。
从输出频谱来看，近端噪声频谱密度由几个因素决定：fir滤波器阶数、lo相位噪声和调制器驱动电平。
结论
本博客阐述了利用低功率 iq 调制器（如 ltc5599 和 ltc5589）的详细设计技术。为实现最高调制精度、最低噪声和最低直流功耗，设计人员必须仔细考虑每个电路模块，如本文所示。
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总信号带宽 = 30*1.35= 40.5 khz，即每个 i 和 q 通道为 20.25 khz。这决定了滤波器通带。
滤波器阻带要求主要由dac更新速率决定，在本例中为240 ksps，或每个符号8倍插值。
现在让我们快进到完整的电路，然后是描述。请注意，为简单起见，仅显示两个相同的i&q通道之一：
图1.基带驱动电路将单端dac转换为差分。建议使用无源dac重构滤波器以实现低噪声。
dac 输入和参考
首选差分dac输出。但是，当使用单电源、单端dac输出时，则需要固定的vref，该vref可能来自第3个dac或v。裁判的信号 dac。vref只是dac的零基准电压源，可以在i和q通道之间共享，但要确保它是低源阻抗，以实现i和q通道之间的最小串扰。缓冲液 v裁判必要时采用一个 ltc6246 电压跟随器。
在本例中，单端i和q dac配置为0至+1.024v输出。请注意，dac数字驱动器应缩放以使用所有可用的dac位，但切勿触及满量程极限。
可选电阻r5和r6用于dac的低平均直流电流。在本例中，输入共模电压被下拉至0.512v，以匹配dac输出电压范围的中心。
单端至差分驱动器
与单端基带驱动相反，使用差分基带信号驱动调制器是非常优选的。差分驱动提供高 6db 的射频输出功率和最低的误差矢量幅度 （evm）。
选择具有差分输入和输出的放大器还可以简化设计，因为
设计对称性降低了输出直流失调误差，从而减少了lo馈通（loft）并提高了调制精度。
输出共模电压（vocm） 可以独立更改以满足调制器的要求，并且
增益可以独立改变，而不影响vocm.
图2.差分驱动器通过提供增益和输出共模电压的独立调整来简化设计。
选择ltc6362用于此应用，是因为它仅吸收1ma的电源电流，而且噪声相当低。对于基带信号源具有低近端噪声密度的设计，低放大器噪声非常重要，这意味着使用非常高阶基带数字滤波器以及高分辨率dac。我们不希望放大器使这种接近信噪比变得更糟。
选择电容c10和c11来降低hf噪声，同时在最高基带频率下提供可忽略不计（<0.1 db）幅度误差贡献。ltspice仿真对于此目的非常有用。
dac lc 重构滤波器
dac重建滤波器对于平滑dac阶梯输出非常重要，它减少了高频奈奎斯特镜像。另一个重要功能是将调制器输出端的宽带本底噪声降至最低。
图3.lc重建滤波器。此设计适用于 266 欧姆源极和负载端接。
使用经典的滤波器设计cad工具为您的设计合成这些lc元件值。为获得最佳调制精度，请选择贝塞尔lpf响应作为线性相位。在本例中，-3db转折放置在50 khz，这适用于高达~30 ksps的符号速率。
dac镜像杂散相对于所需信号的幅度可以通过sin（x）/x估计，其中x = π f / f时钟，对于此设计的频率计划，我们可以预期在220 khz时具有25db的图像衰减。再加上dac lc重建滤波器在220 khz（45db）处提供的衰减，以估计70db的总奈奎斯特镜像抑制。
推导 vocm源
当 v抄送监管良好，vocm可以从简单的vcc电阻分压器获得。否则，vocm由一个可调电压稳压器高效衍生而来，该稳压器支持低至 1μa 的电阻分压器电流。 适当的 vocm电压对于建立正确的iq调制器工作点至关重要。
图4.简单的 lt3009 提供了调节良好的低噪声 vocm，同时将电流浪费降至最低。
请注意，ltc6362 具有一个内部 vocmv 时的分压器抄送/2，因此每当 vcc 超过 2.8v 时，vocm需要一些下拉才能保持在1.4v。这就是 r3 的目的。
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以更高的v驱动iq调制器有效值用于更高的输出功率或更低的 v有效值用于降低 imd 和提高调制精度。放大器反馈电阻可以为此目的进行调整。
仿真结果
滤波器合成应该已经正确。然而，由于滤波器设计必须从单端转换为差分，因此存在一些设计误差的蔓延空间。另一个误差来源可能是放大器的延迟，这成为更高符号速率的一个因素。快速的ltspice仿真有助于验证这两个误差源是否保持良性。
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请注意，在20.25 khz的最高信号频率下，响应下降仅为0.5db。低于1db是一个很好的目标。群延迟非常平坦，您需要增量标记才能在上面的仿真图上测量它。它只有3.7ns，与1/30k或33.3us的符号周期相比，可以忽略不计。少于符号周期的百分之几是一个很好的目标。在这种情况下，群延迟变化非常好，这要归功于贝塞尔滤波器。
图6.整体电路阻带响应。在这里，我们正在寻找奈奎斯特图像频率（本设计示例中为220khz）下的足够衰减。
在本例中，我们看到镜像频率处的衰减为46db。结合 25db sin（x） / x，即 71 db。这里一个好的目标是大约 70db 或更好。对于无线应用，监管机构的要求在这里发挥作用。
请注意，滤芯损耗可能不那么容易准确模拟。它们的效果将在下一个主题中很明显：
测试结果
对于数字调制，调制器精度的最终测试是evm。
图7.ltc5599 0.8% rms 的 evm 测量值符合预期。除设置为450mhz的lo频率外，所有spi寄存器均采用默认值。
考虑到该系统使用的是 8 位 dac，evm 的测量值约为 0.8% 也就不足为奇了，因为考虑到 enob 将小于 8 位，从根本上说，这是可实现的最佳目标：
图8.索取免费的线性技术精度转换器！本例显示了有效的dac分辨率如何限制调制精度。
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进一步的evm改进需要更多的fir滤波器抽头，更高分辨率的dac，也许还需要一些数字滤波器补偿，用于sin（x）/x滚降和dac重建滤波器滚降。
图9.-4dbm 输出功率时的射频输出频谱。请注意，最差的dac镜像约为-70dbc，足以满足大多数应用的需求。
从输出频谱来看，近端噪声频谱密度由几个因素决定：fir滤波器阶数、lo相位噪声和调制器驱动电平。
结论
本博客阐述了利用低功率 iq 调制器（如 ltc5599 和 ltc5589）的详细设计技术。为实现最高调制精度、最低噪声和最低直流功耗，设计人员必须仔细考虑每个电路模块，如本文所示。
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