设定相位同调RF量测系统：从 MIMO 到波束赋形详细教程
概观
自从传送出第一笔无线电波之后，工程师就持续发明新方法，以优化电磁微波讯号。rf 讯号已广泛用于多种应用，其中又以无线通信与 radar 的 2 项特殊应用正利用此常见技术。就本质而言，此 2 项应用的独到之处，即是利用电磁波的空间维度 （spatial dimension）。直到今天，许多无线通信系统整合了多重输入/输出 （mimo） 天线架 构，以利用多重路径的讯号传播 （propagation） 功能。此外，目前有多款 radar 系统均使用电磁波束控制 （beam steering），以取代传统的机械控制传输讯号。这些应用均属于多通道相位同调 （phase coherent） rf 量测系统的主要行进动力之一。
就本质而言，此 2 项应用的独到之处，即是利用电磁波的空间维度 （spatial dimension）。直到今天，许多无线通信系统整合了多重输入/输出 （mimo） 天线架构，以利用多重路径的讯号传播 （propagation） 功能。此外，目前有多款 radar 系统均使用电磁波束控制 （beam steering），以取代传统的机械控制传输讯号。这些应用均属于多通道相位同调 （phase coherent） rf 量测系统的主要行进动力之一。
介绍 the modular architectures of pxi rf 仪器 （如 ni pxie-5663 6.6 ghz rf 向量讯号分析器与 ni pxi e-5673 6.6 ghz rf 向量讯号产生器） 的调变架构，使其可进行 mimo 与波束赋形 （beamforming） 应用所需的相位同调 （phase coherent） rf 量测作业。图 1 表示常见的量测系统，为 1 组 pxi-1075 - 18 槽式机箱中安装 4 组同步化 rf 分析器，与 2 组同步化 rf 讯号产生器。
图 1. 常见的pxi相位同调rf量测系统
此篇技术文件将说明设定相位同调 rf 产生或撷取系统时，其所需的技术。此外，亦将针对多组 rf 分析器之间的相位延迟，逐步呈现校准作业，以达最佳效能。
相位同调 rf 讯号产生 若要设定任何相位同调 rf 系统，则必须同步化装置的所有频率讯号。透过 ni pxie-5673 - 6.6 rf 向量讯号产生器，即可直接进行升转换 （upconversion），以将基频 （baseband） 波形编译为 rf 讯号。图 2 即说明双信道 rf 向量讯号产生器的基本架构。请注意，在 2 个通道之间必须共享 2 组基频取样频率与局部震荡器。
图 2. 同步化2个rf产生通道
在图 2 中可发现 ni pxie-5673 共包含 3 个模块，分别为：pxi-5652 连续波合成器 （synthesizer）、pxie-5450 任意波形产生器，与 pxie-5611 - rf 调变器。由于这些模块可合并做为单信道的 rf 向量讯号产生器，因此亦可整合其他任意波形产生器 （awg） 与 rf 升转换器 （upconverter），用于多信道的讯号产生应用。在图 2 中，共有 1 组标准的 pxie-5673 （由 3 个模块所构成） 整合 1 组 ni pxie-5673 mimo 扩充组合。而扩充组合共容纳了 1 组 awg 与调变器，可建构第二个讯号产生信道。
相位同调 rf 讯号撷取 除了 pxie-5673 - rf 向量讯号产生器之外，pxie-5663 - rf 向量讯号分析器亦可设定用于多通道应用。当设定多组 pxie-5663 进行相位同调 rf 讯号撷取作业时，亦必须注意类似事项，以确实进行 lo 与基频/中频 （if） 讯号的同步化。pxie-5663 可利用讯号阶段 （signal stage） 并降转换为 if，亦可进行数字升转换为基频。与传统的 3 阶段式超外差 （superheterodyne） 向量讯号分析器不同，此架构仅需于各个通道之间同步化单一局部震荡器 （local oscillator，lo），因此为设定相位同调应用最简单的方法之一。若要同步化多组 pxi-5663 分析器，则必须于各组分析器之间分配共享的 if 取样频率与 lo，以确保各个通道均是以相位同调的方式进行设定。图 3 则为双信道系统的范例。
图 3. 同步化双信道的 vsa 系统
在图 3 中可看到 pxie-5663 - rf 向量讯号分析器是由 pxi-5652 连续波合成器、pxie-5601 - rf 降转换器，与 pxie-5622 - if 示波器所构成。当向量讯号分析器整合 pxie-5663 mimo 扩充组合时，随即新增了降转换器与示波器，以建构双信道的 rf 撷取系统。
若要了解多组 rf 向量讯号分析器的同步化方法，则必须先行深入了解 pxie-5663 - rf 讯号分析器的详细程序图。在图 4 中可看到，即便仅使用单一 lo 将 rf 降转换为 if，则各组分析器实际亦必须共享 3 组频率。
图 4. pxie-5663 - rf 向量讯号分析器的详细程序图
如图 4 所示，各个 rf 通道之间必须共享 lo、adc 取样频率、数字降转换器 （ddc），与数值控制震荡器 （numerically controlled oscillator，nco）。如图 4 所见，即便各组示波器之间共享 10 mhz 频率，其实亦极为足够。当各组示波器之间仅共享 10 mhz 参考时，即可产生非相关的信道对信道相位抖动 （phase jitter）；而于 if 产生的相位噪声强度，亦将由 rf 的 lo 相位噪声所覆盖。
数字降转换的特性 在了解相位同调 rf 撷取系统的精确校准方式之前，必须先了解应如何于基频观察 rf 的讯号特性。此处以相同中心频率，且以回送 （loopback） 模式设定的 vsg 与vsa 为例。如图 5 所示，具备精确分析器中心频率的降转换 rf 讯号，将依基频呈现为 dc 讯号。此外，由于基频讯号属于复杂波形，因此亦可将讯号的相位 （θ） 分析而为时间函式。在图 5 中可发现，只要 rf 向量讯号产生器与分析器互为同相 （in-phase），则「phase vs. time」波形将呈现稳定的相位偏移 （phase offset）。
图 5. 了解基频讯号频率偏移所造成的影响
相对来说，只要 rf 音调 （tone） 与分析器的中心频率产生小幅误差，随即可造成极大的差异。当降转换为基频时，偏音 （offset tone） 所产生的基频 i （亦为 q） 讯号即属于正弦波。此外，基频正弦波的频率即等于「输入音调与分析器中心频率之间的频率差异」。因此如图 6 所示，「phase versus time」图将呈现线性关系。
图 6. 未校准系统中的 10 mhz 音调「phase vs. time」关系图
从图 6 可发现，相位于每个微秒 （microsecond） 可提升将近 360 – 亦即所产生的音调与分析器的中心频率，可确实为 1 mhz 偏移。图 6 中亦可发现，2 组同步取样示波器之间保持着极小却稳定的相位差 （phase difference）。此离散相位差是起因于 lo 供电至各组降转换器之间的连接线长度差异。如接下来所将看到的，只要针对其中 1 个 rf 通道调整 ddc 的开始相位 （start phase），即可轻松进行校准。
如图 7 所示，要量测 2 组分析器之间相位偏移的精确方式之一，即是以 2 组分析器的中心频率产生单一音调。
图 7. 双通道 rf 分析器相位的校准测试设定
透过分配器 （splitter） 与对应的连接线长度，即可量测各组分析器的「phase versus time」。假设讯号产生器与分析器均集中为相同的 rf 频率，则可发现各组分析器的「phase versus time」图甚为一致。图 8 即呈现此状态。
图 8. 各组同步取样的 adc 均将具有相同的相位偏移
从图 8 可明显发现，共享相同 lo 与 if 取样频率的 2 组分析器，将维持稳定的相位偏移。事实上，各组分析器之间的相位差 （图 8 中的 ∆θ = 71.2°） 均可进行量测并补偿之。若要补偿各组分析器之间的相位差，则仅需于 ddc 中调整 nco 的开始相位。若 nco 所使用的 if 中心频率，即用于产生最后基频 i 与 q 讯号，则此 nco 本质即为数字正弦波。在图 8 中可发现，以菊链 （daisy-chained） 方式连接的 rf 分析器，可透过特定中心频率产生 71.2° 的载波相位差。在整合了第二组 lo 的连接线长度，与其所使用的中心频率之后，即可决定确切的相位偏移。若将 71.2° 相位延迟 （phase delay） 套用至主要 ddc 的 nco 上，则可轻松调整 2 个信道的基频讯号相位；如图 9 所示。
图 9. 校准过后的相位同调 rf 撷取通道「phase vs. time」
一旦校准各组分析器的 nco 完毕，则 rf 分析器系统即可进行 2 个通道以上的相位同调 rf 撷取作业。事实上，多通道应用可同步化最多 4 组 pxie-5663 - rf 向量讯号分析器。
结论 当 mimo 与波束赋形技术正蓬勃发展时，亦对测试工程师带来新的挑战；而模块化的 rf 仪控功能更可提供高成本效益且精确的量测解决方案。而进一步来说，如 pxie-5663 vsa 与 pxie-5673 的 pxi 仪器，则可设定为最多 4x4 mimo 与相位同调 rf 量测的应用。
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图 1. 常见的pxi相位同调rf量测系统
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相位同调 rf 讯号产生 若要设定任何相位同调 rf 系统，则必须同步化装置的所有频率讯号。透过 ni pxie-5673 - 6.6 rf 向量讯号产生器，即可直接进行升转换 （upconversion），以将基频 （baseband） 波形编译为 rf 讯号。图 2 即说明双信道 rf 向量讯号产生器的基本架构。请注意，在 2 个通道之间必须共享 2 组基频取样频率与局部震荡器。
图 2. 同步化2个rf产生通道
在图 2 中可发现 ni pxie-5673 共包含 3 个模块，分别为：pxi-5652 连续波合成器 （synthesizer）、pxie-5450 任意波形产生器，与 pxie-5611 - rf 调变器。由于这些模块可合并做为单信道的 rf 向量讯号产生器，因此亦可整合其他任意波形产生器 （awg） 与 rf 升转换器 （upconverter），用于多信道的讯号产生应用。在图 2 中，共有 1 组标准的 pxie-5673 （由 3 个模块所构成） 整合 1 组 ni pxie-5673 mimo 扩充组合。而扩充组合共容纳了 1 组 awg 与调变器，可建构第二个讯号产生信道。
相位同调 rf 讯号撷取 除了 pxie-5673 - rf 向量讯号产生器之外，pxie-5663 - rf 向量讯号分析器亦可设定用于多通道应用。当设定多组 pxie-5663 进行相位同调 rf 讯号撷取作业时，亦必须注意类似事项，以确实进行 lo 与基频/中频 （if） 讯号的同步化。pxie-5663 可利用讯号阶段 （signal stage） 并降转换为 if，亦可进行数字升转换为基频。与传统的 3 阶段式超外差 （superheterodyne） 向量讯号分析器不同，此架构仅需于各个通道之间同步化单一局部震荡器 （local oscillator，lo），因此为设定相位同调应用最简单的方法之一。若要同步化多组 pxi-5663 分析器，则必须于各组分析器之间分配共享的 if 取样频率与 lo，以确保各个通道均是以相位同调的方式进行设定。图 3 则为双信道系统的范例。
图 3. 同步化双信道的 vsa 系统
在图 3 中可看到 pxie-5663 - rf 向量讯号分析器是由 pxi-5652 连续波合成器、pxie-5601 - rf 降转换器，与 pxie-5622 - if 示波器所构成。当向量讯号分析器整合 pxie-5663 mimo 扩充组合时，随即新增了降转换器与示波器，以建构双信道的 rf 撷取系统。
若要了解多组 rf 向量讯号分析器的同步化方法，则必须先行深入了解 pxie-5663 - rf 讯号分析器的详细程序图。在图 4 中可看到，即便仅使用单一 lo 将 rf 降转换为 if，则各组分析器实际亦必须共享 3 组频率。
图 4. pxie-5663 - rf 向量讯号分析器的详细程序图
如图 4 所示，各个 rf 通道之间必须共享 lo、adc 取样频率、数字降转换器 （ddc），与数值控制震荡器 （numerically controlled oscillator，nco）。如图 4 所见，即便各组示波器之间共享 10 mhz 频率，其实亦极为足够。当各组示波器之间仅共享 10 mhz 参考时，即可产生非相关的信道对信道相位抖动 （phase jitter）；而于 if 产生的相位噪声强度，亦将由 rf 的 lo 相位噪声所覆盖。
数字降转换的特性 在了解相位同调 rf 撷取系统的精确校准方式之前，必须先了解应如何于基频观察 rf 的讯号特性。此处以相同中心频率，且以回送 （loopback） 模式设定的 vsg 与vsa 为例。如图 5 所示，具备精确分析器中心频率的降转换 rf 讯号，将依基频呈现为 dc 讯号。此外，由于基频讯号属于复杂波形，因此亦可将讯号的相位 （θ） 分析而为时间函式。在图 5 中可发现，只要 rf 向量讯号产生器与分析器互为同相 （in-phase），则「phase vs. time」波形将呈现稳定的相位偏移 （phase offset）。
图 5. 了解基频讯号频率偏移所造成的影响
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图 6. 未校准系统中的 10 mhz 音调「phase vs. time」关系图
从图 6 可发现，相位于每个微秒 （microsecond） 可提升将近 360 – 亦即所产生的音调与分析器的中心频率，可确实为 1 mhz 偏移。图 6 中亦可发现，2 组同步取样示波器之间保持着极小却稳定的相位差 （phase difference）。此离散相位差是起因于 lo 供电至各组降转换器之间的连接线长度差异。如接下来所将看到的，只要针对其中 1 个 rf 通道调整 ddc 的开始相位 （start phase），即可轻松进行校准。
如图 7 所示，要量测 2 组分析器之间相位偏移的精确方式之一，即是以 2 组分析器的中心频率产生单一音调。
图 7. 双通道 rf 分析器相位的校准测试设定
透过分配器 （splitter） 与对应的连接线长度，即可量测各组分析器的「phase versus time」。假设讯号产生器与分析器均集中为相同的 rf 频率，则可发现各组分析器的「phase versus time」图甚为一致。图 8 即呈现此状态。
图 8. 各组同步取样的 adc 均将具有相同的相位偏移
从图 8 可明显发现，共享相同 lo 与 if 取样频率的 2 组分析器，将维持稳定的相位偏移。事实上，各组分析器之间的相位差 （图 8 中的 ∆θ = 71.2°） 均可进行量测并补偿之。若要补偿各组分析器之间的相位差，则仅需于 ddc 中调整 nco 的开始相位。若 nco 所使用的 if 中心频率，即用于产生最后基频 i 与 q 讯号，则此 nco 本质即为数字正弦波。在图 8 中可发现，以菊链 （daisy-chained） 方式连接的 rf 分析器，可透过特定中心频率产生 71.2° 的载波相位差。在整合了第二组 lo 的连接线长度，与其所使用的中心频率之后，即可决定确切的相位偏移。若将 71.2° 相位延迟 （phase delay） 套用至主要 ddc 的 nco 上，则可轻松调整 2 个信道的基频讯号相位；如图 9 所示。
图 9. 校准过后的相位同调 rf 撷取通道「phase vs. time」
一旦校准各组分析器的 nco 完毕，则 rf 分析器系统即可进行 2 个通道以上的相位同调 rf 撷取作业。事实上，多通道应用可同步化最多 4 组 pxie-5663 - rf 向量讯号分析器。
结论 当 mimo 与波束赋形技术正蓬勃发展时，亦对测试工程师带来新的挑战；而模块化的 rf 仪控功能更可提供高成本效益且精确的量测解决方案。而进一步来说，如 pxie-5663 vsa 与 pxie-5673 的 pxi 仪器，则可设定为最多 4x4 mimo 与相位同调 rf 量测的应用。
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