VCO的架构设计
vco是这样一个器件，当控制电压vcont从v1变化到v2时，vco的输出频率从w1变到w2，如下图所示.
其中，曲线的斜率称为kvco，称为vco的增益(gain)或者灵敏度(sensitivity)，单位为rad/hz/v。而且希望这个kvco在整个调谐范围内变化不要太大。
用一个等式，表征vco的这个特性，即为：
为了能够对lc振荡器的频率进行调谐，则lc谐振器的谐振频率需要改变。
想让电感随着电压变化是很难的，所以就考虑让电容随着电压变化。
(1) 架构1
如下图所示的vco架构，变容管mv1和mv2与谐振器并联。
这边变容管的栅极与振荡器的结点(x和y)相连，s/d极与vcont连接。这样可以避免x/y结点与变容管中n-well与substrate之间的电容连接。
这句话是什么意思呢?看一下下图，就知道了。
变容管mv1和mv2的栅极的平均电压为vdd。当vcont从0v变化到vdd时，vgs从vdd变化到0，始终为正值。
所以变容管，在上述架构中，变化范围取正值的那一段。
所以，当vgs从vdd变化为0时，即vcont从0v变化到vdd时，变容管的容值从cmax降为cgs(vgs=0)。
此时，vco的振荡频率可以由下式表示。
上述架构中的c1，虽然很想把它踢出去，因为它降低了vco的频率调谐范围。
但是，对它无可奈何。这是因为，它代表的是管子m1和m2的寄生电容，电感的寄生电容，下一级的输入电容等。
为什么c1的存在会降低vco的频率调谐范围呢?
一般cvar都是c1的一小部分，所以假设一下，cvar的变化范围为0.1c1~0.2c1，则此时频率的变化比值为1.04.
而如果没有c1的存在的话，则频率的变化范围为1.4。
但是上述架构中，有两个问题：
(1) 当vcont接近于0v，而vx和vy的输出大于vdd，也就是处在正弦波的正半轴，此时变容管的vgs要大于vdd，也就是说变容管处于一个过压的状态;
(2) 只用到了变容管一半的调谐范围，另一半被浪费了。
差分电感的q值要优于单端电感，所以上述架构中的l1和l2可以用差分电感来实现。电感的对称点(中心抽头)与vdd两连。有时候进行电路分析时，为了简单起见，会省略中心抽头的连接。
(2) 架构2
上面讲到的架构中，变容管的调谐范围硬生生地被浪费掉了一半。那怎样才能把那一半也用起来呢。
改架构，让变容管两端的电压可正可负。
如下图所示，把尾电流源去掉，改用top电流源，就是把电流源放在管子的漏极端。
先计算x和y结点处的共模电压，即无振荡时的直流电压。
当不考虑交流，只考虑直流特性时，l1和l2短路，m1和m2完全对称，分摊电流源idd，即每路的电流为idd/2。
vgs>vth,vgd=0
所以：
此时，可以选择合适的mos管尺寸，使得x和y结点的共模电压为vdd/2左右。这样，当变容管的调谐电压vcont从0变化到vdd时，变容管两端的电压从vdd/2变化到-vdd/2，基本能够用上变容管的整个调谐范围。
把尾电流源改成顶电流源，虽然调谐范围变大，但是相噪也会恶化。
假设两种电流源的电流都变化△i。
对于尾电流源而言，由于x和y结点直接通过电感与vdd相连，而电感的esr很小，假设为rs，则 △vcm=(△i/2)rs.
对于顶电流源而言，为△vcm=(△i/2)(1/gm)。这由mos管工作在饱和区时的小信号模型公式△i=gm△vgs得到的。而1/gm>>rs，所以当电流源有噪声时，当其作为尾电流源时，对vco整体相噪的影响小。(3) 架构3那如果又想要大的调谐范围，又想避免顶电流源对vco相噪的影响，怎么弄呢?仍然延用尾电流源的架构，但是将变容管与x和y结点之间通过电容隔开。如下图所示，并将图中vb的电压设置为vdd/2，使得变容管两端的电压的变化范围为-vdd/2~vdd/2。
但是交流耦合电容的寄生参数会对vco的性能产生影响，而且，cs1和cs2的值必须远大于cmax(变容管能调谐到的最大电容)，否则还是会减小调谐范围。
另外，此种架构还有三点需要注意：
(1) r 1和r2 近似与谐振网络并联，所以其值的选择需要远大于rp(tank的寄生电阻)
(2) vb的噪声也会对变容管两端的电压产生影响，所以需要减小vb的噪声
(3) r1和r2的噪声也会变容管两端的电压产生影响，进而影响vco的相噪
(4) 架构4
另外一种使得cm输出电压为vdd/2的架构，如下图所示。
这种架构，是联合采用了交叉耦合nmos对和交叉耦合pmos对。
合理选择mos管的尺寸，可以使得x和y结点的共模电压为vdd/2，从而最大化调谐范围。
而且，这种架构还有一个重要的优点，就是在相同的偏置电流和电感设计下，其电压幅度输出是单纯的尾电流源架构的2倍。
不过这种架构也有缺点：
(1) 为了使得|vgs3|+vgs1+viss=vdd，pmos管必须很宽，则就会相当大的电容，从而限制调谐范围
(2) 尾电流源的噪声会影响共模输出电压，进而影响变容管的电容。
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其中，曲线的斜率称为kvco，称为vco的增益(gain)或者灵敏度(sensitivity)，单位为rad/hz/v。而且希望这个kvco在整个调谐范围内变化不要太大。
用一个等式，表征vco的这个特性，即为：
为了能够对lc振荡器的频率进行调谐，则lc谐振器的谐振频率需要改变。
想让电感随着电压变化是很难的，所以就考虑让电容随着电压变化。
(1) 架构1
如下图所示的vco架构，变容管mv1和mv2与谐振器并联。
这边变容管的栅极与振荡器的结点(x和y)相连，s/d极与vcont连接。这样可以避免x/y结点与变容管中n-well与substrate之间的电容连接。
这句话是什么意思呢?看一下下图，就知道了。
变容管mv1和mv2的栅极的平均电压为vdd。当vcont从0v变化到vdd时，vgs从vdd变化到0，始终为正值。
所以变容管，在上述架构中，变化范围取正值的那一段。
所以，当vgs从vdd变化为0时，即vcont从0v变化到vdd时，变容管的容值从cmax降为cgs(vgs=0)。
此时，vco的振荡频率可以由下式表示。
上述架构中的c1，虽然很想把它踢出去，因为它降低了vco的频率调谐范围。
但是，对它无可奈何。这是因为，它代表的是管子m1和m2的寄生电容，电感的寄生电容，下一级的输入电容等。
为什么c1的存在会降低vco的频率调谐范围呢?
一般cvar都是c1的一小部分，所以假设一下，cvar的变化范围为0.1c1~0.2c1，则此时频率的变化比值为1.04.
而如果没有c1的存在的话，则频率的变化范围为1.4。
但是上述架构中，有两个问题：
(1) 当vcont接近于0v，而vx和vy的输出大于vdd，也就是处在正弦波的正半轴，此时变容管的vgs要大于vdd，也就是说变容管处于一个过压的状态;
(2) 只用到了变容管一半的调谐范围，另一半被浪费了。
差分电感的q值要优于单端电感，所以上述架构中的l1和l2可以用差分电感来实现。电感的对称点(中心抽头)与vdd两连。有时候进行电路分析时，为了简单起见，会省略中心抽头的连接。
(2) 架构2
上面讲到的架构中，变容管的调谐范围硬生生地被浪费掉了一半。那怎样才能把那一半也用起来呢。
改架构，让变容管两端的电压可正可负。
如下图所示，把尾电流源去掉，改用top电流源，就是把电流源放在管子的漏极端。
先计算x和y结点处的共模电压，即无振荡时的直流电压。
当不考虑交流，只考虑直流特性时，l1和l2短路，m1和m2完全对称，分摊电流源idd，即每路的电流为idd/2。
vgs>vth,vgd=0
所以：
此时，可以选择合适的mos管尺寸，使得x和y结点的共模电压为vdd/2左右。这样，当变容管的调谐电压vcont从0变化到vdd时，变容管两端的电压从vdd/2变化到-vdd/2，基本能够用上变容管的整个调谐范围。
把尾电流源改成顶电流源，虽然调谐范围变大，但是相噪也会恶化。
假设两种电流源的电流都变化△i。
对于尾电流源而言，由于x和y结点直接通过电感与vdd相连，而电感的esr很小，假设为rs，则 △vcm=(△i/2)rs.
对于顶电流源而言，为△vcm=(△i/2)(1/gm)。这由mos管工作在饱和区时的小信号模型公式△i=gm△vgs得到的。而1/gm>>rs，所以当电流源有噪声时，当其作为尾电流源时，对vco整体相噪的影响小。(3) 架构3那如果又想要大的调谐范围，又想避免顶电流源对vco相噪的影响，怎么弄呢?仍然延用尾电流源的架构，但是将变容管与x和y结点之间通过电容隔开。如下图所示，并将图中vb的电压设置为vdd/2，使得变容管两端的电压的变化范围为-vdd/2~vdd/2。
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(3) r1和r2的噪声也会变容管两端的电压产生影响，进而影响vco的相噪
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