一文详解BUCK电源电感的工作模式
在上一篇文章中，我们详细介绍了buck电源电感的两种工作模式ccm和dcm，及其各模式下各点波形的不同之处。本篇将介绍在负载电流继续减小时，电源工作模式有哪些，以及各有什么不同。
buck电源的效率可以用下图1的公式表示：
图1
pout是输出功率，pd为耗散功率。 一般情况下，占空比d越大，电源效率越高，损耗越小。 其原因可以简单的这样理解，在开关管导通期间，输入电源直接向输出电源提供能量，其中多余的能量储存在电感中，占空比d越大，输入电源直接向负载输出提供能量的时间比例就越大。对于输出而言，在这个过程不需要电感进行电磁能量的互相转换，因此效率较高。而开关管关断期间，输出需要电感将储存的磁能转换为电能，这是一个有损耗的过程，相对效率较低。
在轻载或者空载时，如果继续采用固定频率的pwm模式，由于负载电流变小，因此输出功率pout变小；而pwm频率不变意味着开关管频率不变，则开关管的损耗（主要是开关损耗）不变，相应地损耗频率所占比例就变大，从而降低了电源的输出转换效率。因此，为了提高电源在轻载时的转换效率，一般会采用其他工作模式，比如常见的pulse skip mode脉冲跳跃模式、burst mode突发模式、forced continuous mode强迫连续模式（该模式不会提高输出效率）。
1. psm模式
由前述的dcm模式可知，占空比d会随着负载电流的减小而减小，但是无法一直减小，因为buck控制器有最小导通时间限制，比如凌特的ltc3624芯片，这个时间为60ns左右，占空比d为6%。若负载电流继续减小，由于占空比d无法继续减小，则buck控制器会抛弃一些开关脉冲，即在一个开关脉冲的时间内，对输出电容充入足够的电荷，使电容能够在没有开关脉冲的时间段内，维持对输出负载的供电，pwm演变到psm的过程波形如图2所示，ltc3624芯片的psm波形如图3所示。相对于正常的pwm模式，psm模式开关脉冲的频率大大降低。
图2
图3
2. 突发模式
以lt3624为例，其突发模式的原理框图如图4所示，fb反馈电压连接到误差放大器的反相输入端，与正相输入端的参考电压0.6v进行做差放大运算后，输出ith电压连接到迟滞比较器的同相输入端，迟滞比较器的反相输入端连接另一个参考电压v。同相输入的迟滞比较器的输出特性曲线如图5所示，其具有上下两个阈值ul和uh。
图4
图5
正常工作时，系统处于pwm工作模式，没有进入突发模式。当负载降低，电流变小时，输出电压升高，反馈电压fb也相应升高。由于反馈电压fb连接的是误差放大器的反相端，因此，输入误差放大器的差值（0.6-fb）变小，使误差放大器的输出ith变小，如图5中绿色曲线所示，直到ith小于迟滞比较器的阈值ul，迟滞比较器输出从高电平翻转为低电平，系统进入突发模式，关闭开关管，输入停止向输出提供能量。此时由输出端的电容向负载维持输出，电容电压慢慢降低，反馈电压fb也跟着降低，误差放大器的输入差值变大，ith变大，如图5中红色曲线所示，直到ith大于迟滞比较器的阈值uh，迟滞比较器输出再次从低电平翻转为高电平，系统退出突发模式。lt3624芯片的突发模式波形如图6所示。类似于psm模式，突发模式下开关脉冲的频率相对pwm模式也大大降低。
图6
由于突发模式开关脉冲频率大大降低，并且开关管的导通时间很短，因此大大降低了开关损耗和导通损耗，提高了系统的输出效率，但同时由于大部分时间的输出由电容维持，因此输出电压纹波较大。
由上述分析过程可知，突发模式类似于控制理论中的bang-bang控制，有两个阈值，其输出电压纹波大小由迟滞比较器的上下两个阈值ul和uh决定。lt3624芯片的突发模式的电流设定值为800ma。
最近使用ti芯片设计的电源，其在轻载模式下会进入eco模式，本质有点类似于突发模式，实测轻载波形如图7所示。
图7
3. fcm模式
强迫连续模式主要针对同步buck而言，即续流二极管使用mos管代替的拓扑结构，如图8所示。当负载电流降低到一定值时，psm模式的电感电流等于0时，二极管将维持截止状态，直到下一个开关周期进行下一个循环。而对于强迫连续模式，在电感电流为0时，下侧的同步mos管q2仍然导通，因此 输出电容的电压将反向加载在电感两端（左负右正） ，电感的电流开始反向流动 ，即从图8中电感l的右侧流向左侧，从0开始增加到一定值，直到同步管q2关断，开关管q1导通，此时输入电压重新正向加载在电感两端（左正右负），电感电流从负值开始正向增加到0，并达到一定值，电流波形如图9所示。由此可见，输出既可以提供电流也可以吸收电流。由于开关管和同步管每个周期都在工作，因此系统的开关损耗较大，输出效率较低，输出电压的纹波较小。
图8
图9
4. 总结
由上述分析可知，突发模式和psm模式的开关脉冲频率相对于正常的pwm模式都大大降低。因此，开关脉冲频率有可能降低到20~20khz的听觉音频范围内，此时，电源系统中的电感和电容极有可能会发生啸叫。关于啸叫，后续有机会单独写一篇文章介绍。
另外，突发模式具有最高的轻载效率，其次是psm模式，fcm模式轻载效率最低。fcm模式具有最好的轻载调整率和最小的输出电压纹波，其次是psm模式，突发模式最差。
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图1
pout是输出功率，pd为耗散功率。 一般情况下，占空比d越大，电源效率越高，损耗越小。 其原因可以简单的这样理解，在开关管导通期间，输入电源直接向输出电源提供能量，其中多余的能量储存在电感中，占空比d越大，输入电源直接向负载输出提供能量的时间比例就越大。对于输出而言，在这个过程不需要电感进行电磁能量的互相转换，因此效率较高。而开关管关断期间，输出需要电感将储存的磁能转换为电能，这是一个有损耗的过程，相对效率较低。
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1. psm模式
由前述的dcm模式可知，占空比d会随着负载电流的减小而减小，但是无法一直减小，因为buck控制器有最小导通时间限制，比如凌特的ltc3624芯片，这个时间为60ns左右，占空比d为6%。若负载电流继续减小，由于占空比d无法继续减小，则buck控制器会抛弃一些开关脉冲，即在一个开关脉冲的时间内，对输出电容充入足够的电荷，使电容能够在没有开关脉冲的时间段内，维持对输出负载的供电，pwm演变到psm的过程波形如图2所示，ltc3624芯片的psm波形如图3所示。相对于正常的pwm模式，psm模式开关脉冲的频率大大降低。
图2
图3
2. 突发模式
以lt3624为例，其突发模式的原理框图如图4所示，fb反馈电压连接到误差放大器的反相输入端，与正相输入端的参考电压0.6v进行做差放大运算后，输出ith电压连接到迟滞比较器的同相输入端，迟滞比较器的反相输入端连接另一个参考电压v。同相输入的迟滞比较器的输出特性曲线如图5所示，其具有上下两个阈值ul和uh。
图4
图5
正常工作时，系统处于pwm工作模式，没有进入突发模式。当负载降低，电流变小时，输出电压升高，反馈电压fb也相应升高。由于反馈电压fb连接的是误差放大器的反相端，因此，输入误差放大器的差值（0.6-fb）变小，使误差放大器的输出ith变小，如图5中绿色曲线所示，直到ith小于迟滞比较器的阈值ul，迟滞比较器输出从高电平翻转为低电平，系统进入突发模式，关闭开关管，输入停止向输出提供能量。此时由输出端的电容向负载维持输出，电容电压慢慢降低，反馈电压fb也跟着降低，误差放大器的输入差值变大，ith变大，如图5中红色曲线所示，直到ith大于迟滞比较器的阈值uh，迟滞比较器输出再次从低电平翻转为高电平，系统退出突发模式。lt3624芯片的突发模式波形如图6所示。类似于psm模式，突发模式下开关脉冲的频率相对pwm模式也大大降低。
图6
由于突发模式开关脉冲频率大大降低，并且开关管的导通时间很短，因此大大降低了开关损耗和导通损耗，提高了系统的输出效率，但同时由于大部分时间的输出由电容维持，因此输出电压纹波较大。
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图7
3. fcm模式
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图8
图9
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