固态USB开关及其它过流保护器件的浪涌测试
固态usb开关及其它过流保护器件的浪涌测试
摘要：固态过流保护ic，比如usb和卡槽的电源开关，提供了一种简单、可靠的引脚保护方法，在生产测试或用户使用不当发生过载或短路时提供有效的系统保护。这些器件的保护能力并非没有限制，本文主要讨论了这些限制因素。
概述对于1.2a限流，通常认为在发生故障或短路时电路保护ic会保持在完全受控状态。而实际情况是，在达到限流条件后通常需要一个延时才能真正关闭开关。发生硬件短路时，电流迅速上升，首先会达到直流限制条件并开始关闭开关(直流限制可以非常精确，但反应速度较慢，较慢的反应速度可以避免浪涌和其它伪故障事件造成开关闭合)。虽然开关会在短时间内断开，但此时峰值电流可能已经远远高于直流门限。引线寄生电感较低时，电流可能上升更快。请参考图1。
通过电阻限制电流我们采用具有较低引线电感的max1558 usb开关，发生硬件短路时，通过芯片内部保护开关实现电流限制。当保护电路最终断开开关时，可以测量到峰值电流(i)，这个过程如图2所示。峰值电流流过输入端的寄生电感(lstray)，将储存以下能量(e)：
e = ½ × lstray × i²
断路器或保护开关断开后，能量会消耗到哪里呢?
图1. 该电路表明了硬件短路时的电流路径以及寄生电感驱动下的电流路径
详细图片(pdf, 732kb)
图2. 波形显示了具有10µf cbypass情况下的短路响应，从vin波形可以看出：由于电流变化使得输入电压上冲到了8.6v。
从图2可以看出：输入电流(iin)很快上升到48.8a，然后被限制。开关断开时，可以测量到电流下降的速率，当iin以20a/µs下降时，vin将上冲到8.6v (vmax)，可以根据下式计算电路电感：
(vmax - vin) = di/dt × lstray
当vmax - vin = 3.6v，di/dt = 20a/µs时，lstray = 180nh。
所以，根据e = ½ × lstray × i²，故障结束时有214µj的能量存储在lstray中。需要利用旁路电容吸收这部分能量并限制电压的上升。如果选择10µf输入电容，初始电压为5v，初始储能为：
½ × c × v² = e
现在，假设所有存储在lstray中的能量最终都转移到输入电容cbypass上，那么：
初始能量 + 寄生能量 = 最终能量
125µj + 214µj = 339µj
339µj是输入电容的最终能量，根据：
½ × c × v² = e
或：
½ × 10µf × v² = 339µj
求解v，得到：v = 8.23v。这与图2中的8.6v测量值非常接近。
如果输入旁路电容只有0.1μf，输入电压将上升到具有破坏性的电压值。按照0.1µf重新计算：
初始能量 + 寄生能量 = 最终能量
1.25µj + 214µj = 215µj
并且：
½ × 0.1µf × v² = 215µj
求解v，得到：v = 65.6v！
显然，这个过程将损坏额定电压只有5.5v的器件。对于这种情况下的硬件短路波形如图3所示，注意输出也会上冲到9.8v，这是由于短路后才会断开开关，它也取决于本次测试时的快速di/dt变化。通常di/dt由功率器件的关断特性决定。对于usb口，电路取决于终端用户—存在任何可能性，但在掌控之内。引起这样极端的快速关断的原因可能是由于电缆断裂、连接器发生问题，或连接过程中的机械故障，如本例所示。
详细图片(pdf, 676kb)
图3. 从波形可以看出，若输入电容只有0.1µf，输入电压会上冲到一个潜在的破坏性高压。
当然电压不会上冲到66v理论计算值，这是因为芯片内部集成了齐纳保护管，可以钳制电压的上升，并可能由于吸收能量而被损坏。发生过压的过程中，额外的能量被硅片吸收。下面的图4是图3的时间展开图。
详细图片(pdf, 644kb)
图4. 图3的时间展开图，注意到开关关断期间较高的di/dt变化率，部分存储能量已经送至输出端！这将损坏usb开关。
从图4可以看出，对于相同电路，较大的输入旁路电容可以更好地应对硬件短路造成的寄生能量，从而提供额外保护。通常，带有地层的印刷电路板(pcb)比测试当中的引线或实验室中其它连接具有更小的寄生电感。在实验室做测试时，降低连接线和测试设备的寄生电感非常困难。
输入电感限制峰值电流图5所示，即使存在高达1.3µh的输入引线电感，如果使用10µf的旁路电容，器件仍然可以免于损坏。
max1558-max1558h中文资料(pdf, 692kb)
图5. 此波形显示了输入长引线产生的寄生电感较大(1.3µh)时的情况，同样使用10µf输入旁路电容。注意：输入电流的上升和下降比较缓慢。当输入电压超过8v时，器件也会发生齐纳击穿，电流被泄漏到输出端(可以由波形图中的iout看出)，但开关不会损坏。
从图5可以看出，较大的电感减缓了输入电流的上升、下降速度。这一点很重要，电感较大时电流的变化速率大大降低。因为存储在电感内部的能量与电流平方成正比，与电感成正比关系，较高的峰值电流会存储更多的能量。存储在1.3µh电感的能量仅为419µj：
125µj + 419µj = 544µj
并且
½ × 10µf × v² = 544µj
由上式求解v，得到：v = 10.43v。
虽然器件在这硬件短路时幸免于难，但仍推荐选用一个更大的输入旁路电容，以限制最大电压，使其低于数据资料中规定的极限参数。
结论如果设计中没有考虑存储在寄生电感中能量，usb器件可能由于过压而造成损坏。图5所示，输入电感可以是峰值电流的限制因素，从图2可以看出电阻也可以限制电流。如果电流被限制在导致器件损坏的电平以下，较低的电感有助于改善电路的安全工作。如果电流没有得到应有的限制，能量在低电感情况下释放可能迅速达到破坏性水平。需要特别注意避免这种情况的发生。图2所示电路中，电流由0.1ω电阻限制。虽然减小电感后会使电流的上升速度提高，如果采取适当的限流措施，较小的电感有助于降低储能。
大多数pcb设计在保护开关以及输入输出路径下方都有一个地层，电感通常远远低于180nh。对于下方有地层的1/16英寸宽的pcb走线，每英寸长度大约会产生10nh电感。应根据具体应用环境，确定所需要的输入旁路电容。从电感的测量、分析结果看，可能需要更大的旁路电容来保证系统的可靠性，当然，也有可能允许降低输入旁路电容。
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通过电阻限制电流我们采用具有较低引线电感的max1558 usb开关，发生硬件短路时，通过芯片内部保护开关实现电流限制。当保护电路最终断开开关时，可以测量到峰值电流(i)，这个过程如图2所示。峰值电流流过输入端的寄生电感(lstray)，将储存以下能量(e)：
e = ½ × lstray × i²
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详细图片(pdf, 732kb)
图2. 波形显示了具有10µf cbypass情况下的短路响应，从vin波形可以看出：由于电流变化使得输入电压上冲到了8.6v。
从图2可以看出：输入电流(iin)很快上升到48.8a，然后被限制。开关断开时，可以测量到电流下降的速率，当iin以20a/µs下降时，vin将上冲到8.6v (vmax)，可以根据下式计算电路电感：
(vmax - vin) = di/dt × lstray
当vmax - vin = 3.6v，di/dt = 20a/µs时，lstray = 180nh。
所以，根据e = ½ × lstray × i²，故障结束时有214µj的能量存储在lstray中。需要利用旁路电容吸收这部分能量并限制电压的上升。如果选择10µf输入电容，初始电压为5v，初始储能为：
½ × c × v² = e
现在，假设所有存储在lstray中的能量最终都转移到输入电容cbypass上，那么：
初始能量 + 寄生能量 = 最终能量
125µj + 214µj = 339µj
339µj是输入电容的最终能量，根据：
½ × c × v² = e
或：
½ × 10µf × v² = 339µj
求解v，得到：v = 8.23v。这与图2中的8.6v测量值非常接近。
如果输入旁路电容只有0.1μf，输入电压将上升到具有破坏性的电压值。按照0.1µf重新计算：
初始能量 + 寄生能量 = 最终能量
1.25µj + 214µj = 215µj
并且：
½ × 0.1µf × v² = 215µj
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显然，这个过程将损坏额定电压只有5.5v的器件。对于这种情况下的硬件短路波形如图3所示，注意输出也会上冲到9.8v，这是由于短路后才会断开开关，它也取决于本次测试时的快速di/dt变化。通常di/dt由功率器件的关断特性决定。对于usb口，电路取决于终端用户—存在任何可能性，但在掌控之内。引起这样极端的快速关断的原因可能是由于电缆断裂、连接器发生问题，或连接过程中的机械故障，如本例所示。
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并且
½ × 10µf × v² = 544µj
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