USB多路输出电源---最终成品展示及波形分析总结
最终波形测试完整波形及分析：
黄色是三角波波形；绿色是直流电平波形；紫色是pwm波形；青色是电感电流波形。
负载1：io=50ma（dcm）
负载1（展开）：io=50ma（dcm）
负载2：io=80ma（dcm）
负载2（展开）：io=80ma（dcm）
通过50ma和80ma的轻载，我们可以看出，虽然三角波的频率没有改变，但是最终输出的pwm波形是以丢斩波的方式来实现输出电压的调节。这是由于负载消耗很小，仅需要几个周期给电容充电，然后间隔几个周期电容的能量足够给负载提供能量，所以占空比为0%。
负载3：io=150ma（dcm）
负载3（展开）：io=150ma（dcm）
当负载进一步加大，此时pwm的频率已经和三角波的频率保持一致了，这是由于负载变大，每一个周期都需要pwm的占空比调节来维持负载的消耗。
负载4：io=160ma（dcm）
上面这张图是buck电路过流保护了，紫色的是采样电阻两端的电压，青色的是电感电流波形。通过测量电感峰值电流可以知道，ipk=0.51a时（注意此时是dcm模式），电路就进行电流保护了。由于采样电阻r=1.5ω，所以电阻两端的电压u=ipk*r=0.51a*1.5ω=0.765v，达到了三极管的导通阈值。而且通过上面测量到的采样电阻两端的电压（也就是q7 be两端的导通电压）0.74v就电路保护，并进行电路自锁。所以，经过实际测试采样电阻的取值需要改小一点。通过测试可以知道，采样电阻上的电流保护阈值是需要根据ipk值来计算的。（后面专门针对采样电阻有详细的计算）
负载4：io=340ma（bcm）
当负载340ma时，电感进入临界连续模式（bcm），之前计算的值：
根据之前的电感选型可知，0.5a*0.5=0.25a，也就是当负载电流在250ma时，电感理论上才进入临界连续模式。而实际测试下来是340ma，那么误差有：(340-250)/250=36%。而电感量本身的误差有±20%，再加上受温度的影响，以及电感本身在不同频率下呈现的感性是不同的，这是由于电感本身也有寄生参数，所以，造成最终实际偏差还是很大，这都是在合理范围内的。
负载5：io=350ma
上面这幅图是buck电路最大带载，超过这个负载时，电感饱和。
在电感选型时，由于时间的关系，100uh 1a的电感缺货，所以就采购了100uh 600ma的电感。而本次diy项目实际使用的100uh 600ma的电感，通过实验测试下来，明显是不够的。
最后再来讨论一下电感的额定电流和采样电阻选型问题。当buck电路计算出来电感后，要根据电感所设计的bcm模式下计算出δi值，来推算处满载输出情况下的ipk值，然后采样电阻的电流保护值一般可以在ipk值得1.2~1.5倍。ipk和io之间得关系如下图所示：
上图是理论上计算出来得ipk值，根据在满载情况下的ipk=625ma，我们的电流保护要在ipk的1.2~1.5倍，所以(1.2~1.5)*625ma=750ma~937.5ma。如果采样电阻两端的电压保护阈值按照0.7v来计算的话（q7的be导通阈值电压），那么采样电阻的取值计算如下：0.7v/750ma=930mω，0.7v/937.5ma=747mω。所以采样电阻的取值范围在747mω~930mω之间，这里可以根据实际情况，选择1ω的采样电阻也是可以的。我们的输出最大平均电流io=0.5a，所以采样电阻在满载情况下的功率p=i^2*r=0.5a*0.5a*1ω=0.25w，考虑到降额，可以选择2512的贴片封装或者2个1206封装的电阻并联。另外，采样电阻要选择高频特性好的合金采样电阻，否则在高频下电阻两端的电压并不能反应真实的电流。因为普通贴片电阻的寄生电感在高频下会有一定的电压幅值，u=i*r + i*(2πfl)。
那么，根据ipk值也知道，在电感选型时，也需要注意它的饱和电流，这就是为什么一开始在电感选型时需要选择额定电流1a的电感了。一般情况下，贴片电感的额定电流要是最大负载电流io的1.5~2倍之间即可。
本次diy包括了boost、buck、正负电压的多种电源设计，让大家也跟我一起对低压电源设计有一个更深层次的、全方位的认识。不管是集成ic的，还是分立器件的，都有涉及到。同时在调试分立buck电路时，也对环路控制的pid调节有了更深的理解。下面是最终多路输出电压的测试波形图。
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黄色是三角波波形；绿色是直流电平波形；紫色是pwm波形；青色是电感电流波形。
负载1：io=50ma（dcm）
负载1（展开）：io=50ma（dcm）
负载2：io=80ma（dcm）
负载2（展开）：io=80ma（dcm）
通过50ma和80ma的轻载，我们可以看出，虽然三角波的频率没有改变，但是最终输出的pwm波形是以丢斩波的方式来实现输出电压的调节。这是由于负载消耗很小，仅需要几个周期给电容充电，然后间隔几个周期电容的能量足够给负载提供能量，所以占空比为0%。
负载3：io=150ma（dcm）
负载3（展开）：io=150ma（dcm）
当负载进一步加大，此时pwm的频率已经和三角波的频率保持一致了，这是由于负载变大，每一个周期都需要pwm的占空比调节来维持负载的消耗。
负载4：io=160ma（dcm）
上面这张图是buck电路过流保护了，紫色的是采样电阻两端的电压，青色的是电感电流波形。通过测量电感峰值电流可以知道，ipk=0.51a时（注意此时是dcm模式），电路就进行电流保护了。由于采样电阻r=1.5ω，所以电阻两端的电压u=ipk*r=0.51a*1.5ω=0.765v，达到了三极管的导通阈值。而且通过上面测量到的采样电阻两端的电压（也就是q7 be两端的导通电压）0.74v就电路保护，并进行电路自锁。所以，经过实际测试采样电阻的取值需要改小一点。通过测试可以知道，采样电阻上的电流保护阈值是需要根据ipk值来计算的。（后面专门针对采样电阻有详细的计算）
负载4：io=340ma（bcm）
当负载340ma时，电感进入临界连续模式（bcm），之前计算的值：
根据之前的电感选型可知，0.5a*0.5=0.25a，也就是当负载电流在250ma时，电感理论上才进入临界连续模式。而实际测试下来是340ma，那么误差有：(340-250)/250=36%。而电感量本身的误差有±20%，再加上受温度的影响，以及电感本身在不同频率下呈现的感性是不同的，这是由于电感本身也有寄生参数，所以，造成最终实际偏差还是很大，这都是在合理范围内的。
负载5：io=350ma
上面这幅图是buck电路最大带载，超过这个负载时，电感饱和。
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上图是理论上计算出来得ipk值，根据在满载情况下的ipk=625ma，我们的电流保护要在ipk的1.2~1.5倍，所以(1.2~1.5)*625ma=750ma~937.5ma。如果采样电阻两端的电压保护阈值按照0.7v来计算的话（q7的be导通阈值电压），那么采样电阻的取值计算如下：0.7v/750ma=930mω，0.7v/937.5ma=747mω。所以采样电阻的取值范围在747mω~930mω之间，这里可以根据实际情况，选择1ω的采样电阻也是可以的。我们的输出最大平均电流io=0.5a，所以采样电阻在满载情况下的功率p=i^2*r=0.5a*0.5a*1ω=0.25w，考虑到降额，可以选择2512的贴片封装或者2个1206封装的电阻并联。另外，采样电阻要选择高频特性好的合金采样电阻，否则在高频下电阻两端的电压并不能反应真实的电流。因为普通贴片电阻的寄生电感在高频下会有一定的电压幅值，u=i*r + i*(2πfl)。
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