高精度热插拔和电源监控
这些电路常用于需要在整个工作寿命中保持完全正常工作状态的系统，例如，服务器、网络交换机、独立磁盘冗余阵列(raid)存储器和其他形式的通信基础设施，这些系统称为高可用性系统。如果某个组件发生故障，则需要将其从系统中移除，并换上功能完全正常的组件，所有这些操作都需要在电源保持接通并且系统继续工作的条件下完成，这一过程称为“热插拔”。
关键字:热插拔,电源监控
为了安全地执行上述操作，需要利用热插拔控制器来控制浪涌电流，并且防止为其他系统供电的背板电源断电。在正常工作期间，控制器也能防范短路和其他过流故障。adi公司最新系列热插拔控制器还集成了高精度数字电源监控器，支持高精度系统功率计量(见图1)。
图1 许多高功率系统需要使用热插拔器件，以便安全地控制上电时的浪涌电流并提供故障保护
随着这些系统的电源要求越来越高，效率变得更加重要，以前那种容忍宽松、插入功率损耗严重的设计越来越行不通。adm1275不仅提供高精度电源监控以报告系统功率，而且具有许多专门设计的特性，用以降低与热插拔相关的典型损耗，如检测电阻和mosfet的插入损耗等。
下面我们将讨论一个典型高电流刀片服务器热插拔设计的设计过程，包括器件选型考虑。
系统规格
本例假设如下条件：
● 控制器采用adm1275
● vin=12v(标称值)
● vmax=12.6v
● itrip=70a
● cload=5000mf
● tmax=65℃
● rpowerup=10ω(系统上电期间的静态负载电阻)
为了简便起见，计算中未考虑许多器件容差。当针对最差条件进行设计时，应考虑这些容差。
检测电阻选择
检测电阻的选择主要基于所需的断路器动作电流。然而，adm1275也包括一个可调的限流阈值，允许将限流精调到有限的标准检测电阻值所提供的限值以上。检测电压可以在5～25mv范围内编程，如此低的检测电压和编程的灵活性使检测电阻的功率损耗得以降低，尺寸得以减小。
断路器定时器(电流故障尖峰滤波器)开始点通常比调节点低0.8mv，这意味着若要设置70a(19.2mv)的跳变点，需要将调节点设置为约73a (20mv)。
这不是一个常用值，考虑最接近的值0.25mω，用2个0.5mω电阻并联得到。根据上面的等式反求所需的检测电压：vsense=rsense×itrip=0.25 mω×73≈18.25mv。iset引脚可以利用一个分压器从vcap基准电压获得所需的电压(见图2)。
图2
viset=vsense×50=18.3mv×50=0.915v
使用2.7v的vcap基准电压，假设r1=100kω，由此可知底部电阻为51.1kω。给定的iset电压能够提供大约70a的断路器跳变点和73a的调节电流设定点。假设最差情况直流电流可能高达75a(包括允许的误差)，则各电阻的最大直流电流约为42a，包括大约10%的余量以应对电流不平衡情况。因此，功率可以计算为：prsense=itrip2×rsense=(42a)2×0.0005ω=0.882w。每个检测电阻应能消耗1 w以上的功率(包括降温因素)，推荐使用2w或3w电阻以降低工作温度。应使用一系列10ω电阻对所有这些节点求平均值，并将结果送至控制器。
本部分关键元件选择小结：
riset(top)=100kω
riset(bot)=51.1kω
rsensex=0.5mω×2(2/3w)
ravgx=10ω×4
mosfet选择
选择适当的mosfet的首要条件是导通电阻rdson规格，目的是确保mosfet在正常工作中获得全面增强时，mosfet中的功率损耗最小。
adm1275提供高压栅极驱动，确保实现最低10v的vgs，从而维持最低的额定rdson。栅极驱动电路在实现上述特性的同时，仍能确保在故障状况下不违背最高20v的vgs要求。
当mosfet的温度提高时，其功率额定值会降低，这称为“减额”。rdson规格决定mosfet的最高结温，因而也决定了可以应用于soa参数的减额。此外，mosfet在高温下工作可能会降低其可靠性。我们首先估算所需的rdson。如前所述，最差情况下的最大直流电流为75a，然后使用第一部分规定的最大环境温度，我们可以估算mosfet的功率损耗。
首先做出几项假设：
● rthja=40c/w(最大值)
● tjmax=120℃
(这是最高首选结温，与任何芯片限制都相去甚远)
计算结温升高，然后计算单个fet的功率，接着计算总rdson，对于单个fet，此数值太小，因此尝试让3个fet并联，减去10%以便为布局不对称引起的不平衡情况提供一些余量，再考虑1.4的系数以便支持一定的减额。
把这当作目标rdson，据此查找合适的候选元件。查找范围可以缩小为具有以下特性的fet：
● vds=25/30v(20v是可能的选项，但不是首选)
● vgs=20v
● rdson≤1.4mω
选定合适的mosfet后，应利用mosfet数据手册中rdson与tj的关系图确定rdson的减额量。
使用120℃的tjmax，从图3可以看出：在120℃时，rdson提高约1.52倍，达到大约1.824mω(假设25℃时为1.2mω)。一般而言，最好使结温低于120℃，以提高可靠性。假设mosfet的最大rdson为1.83mω，则各fet的功率为1.39w。
图3
这是由mosfet在环境温度下的热阻决定的，数据手册中会给出这一参数。尺寸、气流、邻近的热源和附加的铜也会对此值有影响，必须谨慎小心确保额定条件得到满足。对于本设计，mosfet的预期功耗约为1.39w，最差情况下，温度升高为环境温度增加55.6℃以上。因此，fet的结温可以通过下式确定：tj=ta+t
该温度低于选定的最大值120℃，因此应当能够避免热失控的风险。并联使用多个mosfet时，各mosfet的栅极应串联一个10ω电阻，防止发生寄生振荡。
本部分关键指标/元件选择小结：
qx=选定的1.2mω mosfet
rthja=40k/w
rgate=10ω(x3)
功率减额因数
确认最高结温后，现在我们就可以确定最大减额因数。此因数将用于所有soa参数的减额，以便确认该解决方案在整个温度范围内稳定可靠。
减额因数可以通过下式计算：
本部分关键指标/元件选择小结：
df=2.5
折返
adm1275利用折返技术来保护mosfet免受过流故障或短路影响。输出电压通过flb引脚上的分压器监控，限流值基于mosfet的vds进行调整。图4所示为这种关系的一个示例。
图4
当输出电压为0时，一个下限箝位电路可防止限流值趋近于0。箝位电压为固定值0.2v(flb引脚，或4mv vsense)，对于本设计，它相当于约16a。当输出电压提高时，限流值随之缓慢上升。该阈值由flb引脚上的分压器设置，所用基准电压等于vsensereg x 50。此电压应足够低，以免任何预期的vout负载阶跃影响限流值。pwrgd输出也是从flb引脚的电平获得。如果目标值为10.3v，则可知分压器的顶部电阻为100kω，底部电阻为12kω。
本部分关键指标/元件选择小结：
vpg=10.3v
rflb_top=100kω
rflb_bot=12kω
mosfet安全工作区域分析
下一步是检查mosfet数据手册中的soa曲线，确定它能耐受最差情况fet功率的时间，进而确定适当的定时器电容值。在多fet解决方案中，必须假定在这类的上电事件中，单个fet能够消耗100%的功率，这是因为各fet的vth电平可能不同，调节过程中可能只有一个fet导通。
短路情况下，可以假设fet的vds约为12.6v(假设源极接gnd)。由于存在线路阻抗，实际值可能低于此值。
然而，从fet功率与vout的关系曲线可知，这种关系不具单调性。如图5所示，fet的最差情况功率约在6.3v(vin的50%)。
图5
用2.5的减额因数对其进行减额，得到135a。在mosfet的soa图上，6.3v线与135a线相交可得到大约0.8ms(见图6)。
图6
应注意，某些fet的soa功率线并不总是表示恒定的功率乘积，应当进行检查，如果该线不是恒定的功率，则应检查更多点。例如，在iflbmin=16a的情况下检查13.2v的vmax，减额至40a。这种情况下，6.3v soa非常相似。如果对故障滤波器没有特定要求，建议进一步降低此值，以考虑soa容差和不精确性的影响。假设降低50%，变为0.4ms。
本部分关键指标/元件选择小结：
tsoa_max=400μs
上电分析
选定定时器后，现在必须检查负载电容是否有足够的时间来完成上电，这是通过启动电流曲线与限流值相交的时间，即定时器在上电期间的有效时间来确定的。
图7
在上电阶段，由于负载电容需要浪涌电流，控制器通常会达到限流值。如果timer引脚设置的时间不足以让负载电容完成充电，mosfet就会被禁用，系统将无法上电。我们可以使用折返系统的平均限流值，估算上电时间。由于所需的时间超过已确定的soa限值，系统将无法使该大小的负载电容完成上电。为了解决这一问题，上电时需要将浪涌电流降至热插拔控制限值以下，具体实现方法是提高有效栅极电容，使上电时间变慢，浪涌电流减小。这样，浪涌便通过一个开环源极跟随器系统而得到控制。为了避免超过限流值(16a)，选定合适的栅极电容，使浪涌电流降至约10a。
本部分关键指标/元件选择小结：
cgate=15nf
tpowerup=7.5ms
定时器电容
确定mosfet soa要求并获得满意的上电时间后，现在就可以得到timer电容值约为22nf。
启动时mosfet中的功率
作为最后一步，我们需要检查启动时fet消耗的功率是否在mosfet的soa限值以内。
负载电容充电所需的能量可以通过下式计算： pmosfet=trise/rthia =60/40=1.5w
如果我们再次检查soa，可以发现6.3v和22a对应于10ms以上的值，满足soa限制要求。
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图1 许多高功率系统需要使用热插拔器件，以便安全地控制上电时的浪涌电流并提供故障保护
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下面我们将讨论一个典型高电流刀片服务器热插拔设计的设计过程，包括器件选型考虑。
系统规格
本例假设如下条件：
● 控制器采用adm1275
● vin=12v(标称值)
● vmax=12.6v
● itrip=70a
● cload=5000mf
● tmax=65℃
● rpowerup=10ω(系统上电期间的静态负载电阻)
为了简便起见，计算中未考虑许多器件容差。当针对最差条件进行设计时，应考虑这些容差。
检测电阻选择
检测电阻的选择主要基于所需的断路器动作电流。然而，adm1275也包括一个可调的限流阈值，允许将限流精调到有限的标准检测电阻值所提供的限值以上。检测电压可以在5～25mv范围内编程，如此低的检测电压和编程的灵活性使检测电阻的功率损耗得以降低，尺寸得以减小。
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这不是一个常用值，考虑最接近的值0.25mω，用2个0.5mω电阻并联得到。根据上面的等式反求所需的检测电压：vsense=rsense×itrip=0.25 mω×73≈18.25mv。iset引脚可以利用一个分压器从vcap基准电压获得所需的电压(见图2)。
图2
viset=vsense×50=18.3mv×50=0.915v
使用2.7v的vcap基准电压，假设r1=100kω，由此可知底部电阻为51.1kω。给定的iset电压能够提供大约70a的断路器跳变点和73a的调节电流设定点。假设最差情况直流电流可能高达75a(包括允许的误差)，则各电阻的最大直流电流约为42a，包括大约10%的余量以应对电流不平衡情况。因此，功率可以计算为：prsense=itrip2×rsense=(42a)2×0.0005ω=0.882w。每个检测电阻应能消耗1 w以上的功率(包括降温因素)，推荐使用2w或3w电阻以降低工作温度。应使用一系列10ω电阻对所有这些节点求平均值，并将结果送至控制器。
本部分关键元件选择小结：
riset(top)=100kω
riset(bot)=51.1kω
rsensex=0.5mω×2(2/3w)
ravgx=10ω×4
mosfet选择
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● vds=25/30v(20v是可能的选项，但不是首选)
● vgs=20v
● rdson≤1.4mω
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使用120℃的tjmax，从图3可以看出：在120℃时，rdson提高约1.52倍，达到大约1.824mω(假设25℃时为1.2mω)。一般而言，最好使结温低于120℃，以提高可靠性。假设mosfet的最大rdson为1.83mω，则各fet的功率为1.39w。
图3
这是由mosfet在环境温度下的热阻决定的，数据手册中会给出这一参数。尺寸、气流、邻近的热源和附加的铜也会对此值有影响，必须谨慎小心确保额定条件得到满足。对于本设计，mosfet的预期功耗约为1.39w，最差情况下，温度升高为环境温度增加55.6℃以上。因此，fet的结温可以通过下式确定：tj=ta+t
该温度低于选定的最大值120℃，因此应当能够避免热失控的风险。并联使用多个mosfet时，各mosfet的栅极应串联一个10ω电阻，防止发生寄生振荡。
本部分关键指标/元件选择小结：
qx=选定的1.2mω mosfet
rthja=40k/w
rgate=10ω(x3)
功率减额因数
确认最高结温后，现在我们就可以确定最大减额因数。此因数将用于所有soa参数的减额，以便确认该解决方案在整个温度范围内稳定可靠。
减额因数可以通过下式计算：
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df=2.5
折返
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图4
当输出电压为0时，一个下限箝位电路可防止限流值趋近于0。箝位电压为固定值0.2v(flb引脚，或4mv vsense)，对于本设计，它相当于约16a。当输出电压提高时，限流值随之缓慢上升。该阈值由flb引脚上的分压器设置，所用基准电压等于vsensereg x 50。此电压应足够低，以免任何预期的vout负载阶跃影响限流值。pwrgd输出也是从flb引脚的电平获得。如果目标值为10.3v，则可知分压器的顶部电阻为100kω，底部电阻为12kω。
本部分关键指标/元件选择小结：
vpg=10.3v
rflb_top=100kω
rflb_bot=12kω
mosfet安全工作区域分析
下一步是检查mosfet数据手册中的soa曲线，确定它能耐受最差情况fet功率的时间，进而确定适当的定时器电容值。在多fet解决方案中，必须假定在这类的上电事件中，单个fet能够消耗100%的功率，这是因为各fet的vth电平可能不同，调节过程中可能只有一个fet导通。
短路情况下，可以假设fet的vds约为12.6v(假设源极接gnd)。由于存在线路阻抗，实际值可能低于此值。
然而，从fet功率与vout的关系曲线可知，这种关系不具单调性。如图5所示，fet的最差情况功率约在6.3v(vin的50%)。
图5
用2.5的减额因数对其进行减额，得到135a。在mosfet的soa图上，6.3v线与135a线相交可得到大约0.8ms(见图6)。
图6
应注意，某些fet的soa功率线并不总是表示恒定的功率乘积，应当进行检查，如果该线不是恒定的功率，则应检查更多点。例如，在iflbmin=16a的情况下检查13.2v的vmax，减额至40a。这种情况下，6.3v soa非常相似。如果对故障滤波器没有特定要求，建议进一步降低此值，以考虑soa容差和不精确性的影响。假设降低50%，变为0.4ms。
本部分关键指标/元件选择小结：
tsoa_max=400μs
上电分析
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图7
在上电阶段，由于负载电容需要浪涌电流，控制器通常会达到限流值。如果timer引脚设置的时间不足以让负载电容完成充电，mosfet就会被禁用，系统将无法上电。我们可以使用折返系统的平均限流值，估算上电时间。由于所需的时间超过已确定的soa限值，系统将无法使该大小的负载电容完成上电。为了解决这一问题，上电时需要将浪涌电流降至热插拔控制限值以下，具体实现方法是提高有效栅极电容，使上电时间变慢，浪涌电流减小。这样，浪涌便通过一个开环源极跟随器系统而得到控制。为了避免超过限流值(16a)，选定合适的栅极电容，使浪涌电流降至约10a。
本部分关键指标/元件选择小结：
cgate=15nf
tpowerup=7.5ms
定时器电容
确定mosfet soa要求并获得满意的上电时间后，现在就可以得到timer电容值约为22nf。
启动时mosfet中的功率
作为最后一步，我们需要检查启动时fet消耗的功率是否在mosfet的soa限值以内。
负载电容充电所需的能量可以通过下式计算： pmosfet=trise/rthia =60/40=1.5w
如果我们再次检查soa，可以发现6.3v和22a对应于10ms以上的值，满足soa限制要求。
模数转换器代码错误率使闪光变暗
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