一文带你深入了解采用CMRC结构的Ka波段 四次谐波混频器设计
1 引言
毫米波混频器是毫米波通信、测量、雷达、电子对抗等系统中不可缺少的关键部件。当系统使用频率进入毫米波频段后，对应的基波混频器的本振源制作难度较大，成本较高。从降低成本、利用现有成熟技术的角度考虑，采用谐波混频可以降低本振的工作频率，而且可得到相当于基波平衡混频器的噪声性能，在毫米波频段被广泛应用。
2 谐波混频器原理 谐波混频主要是利用二极管的非线性得到本振的n（2，4，6……）次谐波和射频混频，再由匹配电路，滤波电路选出所需中频。通常采用反向并联二极管对，使输出电路中，射频只与本振的偶次谐波混频，谐波成分比单管混频减少一半，而幅度却比单管大一倍。奇次本振只在管对内部，输出电路中没有本振的奇次谐波，这样既简化了电路，减少了噪声，同时大大降低了变频损耗。整体原理框图如下：
图1 谐波混频原理框图
3 紧凑微波谐振单元（cmrc）滤波器 低通滤波器是现代通信系统中的关键部分，传统微带低通滤波器采用高低阻抗线或开路线结构，受传输线最高阻抗的限制，它们阻带窄，寄生通带影响大。针对这些缺点，现代微带低通滤波器着重研究光子带隙（pbg）或缺陷地（dgs）两种结构，通过这些结构具有的等效电容和等效电感，实现了非常高的阻抗，从而大大提高了滤波器的性能，同时还具有宽带阻和慢波特性。
根据传输线理论，无耗线的波速
，l、c是单位长度的分布串联电感、分布并联电容。通过增大l、c就能减小波速v，得到慢波特性。
对于慢波结构，频率f变化时，由于波速v较小，波长λ相对变化小，对结构的影响小。另一方面，对于同一频率，慢波结构的波长λ小，则相应的结构尺寸也小。cmrc低通滤波器的几何结构如图2：
图2 cmrc低通滤波器
它包括两端50欧匹配线，中间一根长水平传输线，八根水平耦合线和四根垂直补偿线，这些细线大大增强了电感，而平行线之间的缝隙又增大了传输线的电容。电容电感的增加使得这个结构具有慢波特性，而且这些各种不同的电容电感产生了多个传输零点，使得电路具有宽阻带的效果。等效电路如图3。
图3 cmrc滤波器等效电路
这里电感l1、l2、l3代表横向细微带，l4、l5代表纵向细微带。电容c1、c2表示微带线之间的耦合电容，c3、c4、c5表示微带与地之间的电容。
4 电路设计及仿真 本设计采用rt/duroid 5880 高频基片，基片厚0.254mm，介电常数2.2。它采用增强型聚四氟乙烯材料，具有低损耗、低吸湿、同向性、频率一致性以及良好的抗腐蚀性，广泛应用于毫米波电路设计。二极管选用dmk2308是砷化镓肖特基反向并联二极管管对，它主要应用于20～100ghz，具有低结电容和低串联电阻。
射频中心频率freq_rf=37.5ghz，射频功率p_rf=-10dbm;本振中心频率freq_lo=9.6ghz，本振功率p_lo=10dbm。
4.1 波导-微带过渡设计
目前常用的波导-微带过渡结构有：阶梯脊波导过渡、鳍线过渡、耦合探针过渡等。它们带宽都较宽（10%～20%带宽内回波损耗在15db以下），插入损耗小。阶梯脊波导过渡加工复杂;耦合探针过渡波导出口方向与电路平行，不满足很多系统的结构要求;鳍线过渡可视为准平面结构，直接印刷在基片上，简单方便。本文就是采用双面鮨线过渡结构，如图4：
图4 波导～微带鮨线过渡
渐变方式采用余弦平方结构：
这里w（z）是渐变线宽，b是波导窄边宽度（3.556mm），w是50欧微带线宽度（0.76mm），l是渐变段总长（13mm）。图中右下方的120度金属弧块是为了降低谐振频率，确保其落在有用通带之外。上下两边的通孔条带是为了阻断纵向电流，减小通带损耗。三维电磁场仿真软件hfss仿真结果如图5：
圆弧块使鳍线过渡的谐振点落在30ghz以下，确保其偏离有用频段34ghz～40ghz。在30ghz～40ghz带宽内，鳍线过渡段插入损耗小于0.15db，回波损耗在20db左右，使射频信号由波导几乎无损耗的过渡到微带部分。
图5 波导-微带过渡
4.2 中频低通滤波器设计
对于中频输出端，应该通中频if（=4*lo-rf=900mhz）。主要阻止本振（9.6ghz）、射频（37.5ghz）、本振奇次谐波（3lo=28.8ghz、5lo=48ghz）、射频与偶次本振的谐波（rf-2lo=18.3ghz）。
为了更好的实现上面的要求，这里选用了两个cmrc级联的形式，如图6
图6 两级cmrc中频端滤波器
第一级中间窄带长度选7.6mm，它在9.6ghz处有20db的抑制。第二级中间窄带长度选2.6mm，它对15ghz～100ghz的频率都有比较好的抑制。级联后hfss仿真结果如图7
图7 中频端滤波器仿真结果
级联后过渡带更加陡峭，对要求阻断的频点有了更好的抑制。与传统高低阻抗滤波器相比，尺寸减小了15mm，对28.8ghz、37.5ghz更多抑制了20db左右。而且高低阻抗线设计的滤波器在0～50ghz范围内约有3、4个寄生通带，影响了整个系统的带宽，而本设计完全消除了这些寄生通带。
4.3 本振滤波器设计
在本振输入端，应该通本振（9.6ghz），阻射频（37.5ghz）、本振奇次谐波（3lo=28.8ghz、5lo=48ghz）、射频与偶次本振的谐波（rf-2lo=18.3ghz）。
同中频低通滤波器设计类似，也采用两个cmrc级联形式，其中一级长度也选2.6mm，二级长度选1.6mm，级联后hfss仿真结果如下：
图8 本振端滤波器仿真结果
它对20ghz以后的频率都有了20db以上的抑制，很好满足了设计的要求。
5 整体电路设计 最后，经过优化设计的整体电路如图9。电路左侧为射频输入，右侧为本振输入，中频由上端输出。
图9 整体电路加工图
结合hfss和ads，仿真得变频损耗随射频输入频率变化结果如图10：
图10 ka波段四次谐波混频器变频损耗
由图可见，15db以下变频损耗带宽约有4.5ghz，最低变频损耗为7.2db。
6 总结 本文介绍了谐波混频器的基本原理，分析了cmrc结构的慢波、宽带阻特性，据此设计出一种性能良好的ka波段宽频带四次谐波混频器。变频损耗在15db以内的带宽有4.5ghz。在射频频率37.5ghz，本振功率10dbm，中频频率900mhz时，变频损耗为7.2db。实验研究工作正在进行中。
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图1 谐波混频原理框图
3 紧凑微波谐振单元（cmrc）滤波器 低通滤波器是现代通信系统中的关键部分，传统微带低通滤波器采用高低阻抗线或开路线结构，受传输线最高阻抗的限制，它们阻带窄，寄生通带影响大。针对这些缺点，现代微带低通滤波器着重研究光子带隙（pbg）或缺陷地（dgs）两种结构，通过这些结构具有的等效电容和等效电感，实现了非常高的阻抗，从而大大提高了滤波器的性能，同时还具有宽带阻和慢波特性。
根据传输线理论，无耗线的波速
，l、c是单位长度的分布串联电感、分布并联电容。通过增大l、c就能减小波速v，得到慢波特性。
对于慢波结构，频率f变化时，由于波速v较小，波长λ相对变化小，对结构的影响小。另一方面，对于同一频率，慢波结构的波长λ小，则相应的结构尺寸也小。cmrc低通滤波器的几何结构如图2：
图2 cmrc低通滤波器
它包括两端50欧匹配线，中间一根长水平传输线，八根水平耦合线和四根垂直补偿线，这些细线大大增强了电感，而平行线之间的缝隙又增大了传输线的电容。电容电感的增加使得这个结构具有慢波特性，而且这些各种不同的电容电感产生了多个传输零点，使得电路具有宽阻带的效果。等效电路如图3。
图3 cmrc滤波器等效电路
这里电感l1、l2、l3代表横向细微带，l4、l5代表纵向细微带。电容c1、c2表示微带线之间的耦合电容，c3、c4、c5表示微带与地之间的电容。
4 电路设计及仿真 本设计采用rt/duroid 5880 高频基片，基片厚0.254mm，介电常数2.2。它采用增强型聚四氟乙烯材料，具有低损耗、低吸湿、同向性、频率一致性以及良好的抗腐蚀性，广泛应用于毫米波电路设计。二极管选用dmk2308是砷化镓肖特基反向并联二极管管对，它主要应用于20～100ghz，具有低结电容和低串联电阻。
射频中心频率freq_rf=37.5ghz，射频功率p_rf=-10dbm;本振中心频率freq_lo=9.6ghz，本振功率p_lo=10dbm。
4.1 波导-微带过渡设计
目前常用的波导-微带过渡结构有：阶梯脊波导过渡、鳍线过渡、耦合探针过渡等。它们带宽都较宽（10%～20%带宽内回波损耗在15db以下），插入损耗小。阶梯脊波导过渡加工复杂;耦合探针过渡波导出口方向与电路平行，不满足很多系统的结构要求;鳍线过渡可视为准平面结构，直接印刷在基片上，简单方便。本文就是采用双面鮨线过渡结构，如图4：
图4 波导～微带鮨线过渡
渐变方式采用余弦平方结构：
这里w（z）是渐变线宽，b是波导窄边宽度（3.556mm），w是50欧微带线宽度（0.76mm），l是渐变段总长（13mm）。图中右下方的120度金属弧块是为了降低谐振频率，确保其落在有用通带之外。上下两边的通孔条带是为了阻断纵向电流，减小通带损耗。三维电磁场仿真软件hfss仿真结果如图5：
圆弧块使鳍线过渡的谐振点落在30ghz以下，确保其偏离有用频段34ghz～40ghz。在30ghz～40ghz带宽内，鳍线过渡段插入损耗小于0.15db，回波损耗在20db左右，使射频信号由波导几乎无损耗的过渡到微带部分。
图5 波导-微带过渡
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为了更好的实现上面的要求，这里选用了两个cmrc级联的形式，如图6
图6 两级cmrc中频端滤波器
第一级中间窄带长度选7.6mm，它在9.6ghz处有20db的抑制。第二级中间窄带长度选2.6mm，它对15ghz～100ghz的频率都有比较好的抑制。级联后hfss仿真结果如图7
图7 中频端滤波器仿真结果
级联后过渡带更加陡峭，对要求阻断的频点有了更好的抑制。与传统高低阻抗滤波器相比，尺寸减小了15mm，对28.8ghz、37.5ghz更多抑制了20db左右。而且高低阻抗线设计的滤波器在0～50ghz范围内约有3、4个寄生通带，影响了整个系统的带宽，而本设计完全消除了这些寄生通带。
4.3 本振滤波器设计
在本振输入端，应该通本振（9.6ghz），阻射频（37.5ghz）、本振奇次谐波（3lo=28.8ghz、5lo=48ghz）、射频与偶次本振的谐波（rf-2lo=18.3ghz）。
同中频低通滤波器设计类似，也采用两个cmrc级联形式，其中一级长度也选2.6mm，二级长度选1.6mm，级联后hfss仿真结果如下：
图8 本振端滤波器仿真结果
它对20ghz以后的频率都有了20db以上的抑制，很好满足了设计的要求。
5 整体电路设计 最后，经过优化设计的整体电路如图9。电路左侧为射频输入，右侧为本振输入，中频由上端输出。
图9 整体电路加工图
结合hfss和ads，仿真得变频损耗随射频输入频率变化结果如图10：
图10 ka波段四次谐波混频器变频损耗
由图可见，15db以下变频损耗带宽约有4.5ghz，最低变频损耗为7.2db。
6 总结 本文介绍了谐波混频器的基本原理，分析了cmrc结构的慢波、宽带阻特性，据此设计出一种性能良好的ka波段宽频带四次谐波混频器。变频损耗在15db以内的带宽有4.5ghz。在射频频率37.5ghz，本振功率10dbm，中频频率900mhz时，变频损耗为7.2db。实验研究工作正在进行中。
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