基于PFC方案的LED驱动芯片设计
led驱动电源目前正朝着高功率因数、高输出电流精度、高效率、高可靠性和低成本、小尺寸方向发展，因此，带pfc（功率因数校正）的原边电流反馈准谐振技术方案已渐渐成为市场主流。现有的照明用led驱动电源目前标准仍有待统一，但pfc在全电压范围内做到0.95以上、输出电流精度做到±3%以内、效率做到90%以上、启动时间在0.5s以内、输出电压纹波小于5%等，已经成为一些业内领先的芯片供应商设置的技术竞争门槛。
要达到上述这些要求，市场必然要求有一款功能全面、性能优异的芯片，同时，这也对系统设计者提出了更高的要求。本文从芯片和系统两个层面，详细分析了影响上述性能的原因和提高各项性能的手段，并给出了实验波形和数据。无论对于led驱动芯片设计者还是系统设计者而言，都具有一定的参考意义。
基本原理
led驱动电源功率较小，器件的应力裕度较大，加之其对尺寸有严格要求，需采用尽可能小的原边电感量，因此，它一般采用dcm峰值电流控制pfc的方式。其原、副边的电流方程为：
式中：n=np/ ns为原副边匝比；ip为原边峰值电流。
由公式（1）可知，要使输入电流峰值ip跟随输入电压vm做正弦变化，只要让ton在一个正弦半波时间内保持恒定就能做到。另一方面，如果采用乘法器方案，强制让ip跟随vm变化，则ton必然在一个正弦半波周期内保持恒定。前者称之为固定导通时间pfc方案。其优点是可以节省vins的采样电阻，节省芯片管脚，提高系统效率。但由于实现pfc是靠dcm和原边起始电流为0这两个先决条件保证的，所以在ccm或非准谐振模式工作的系统中应用受限。后者称之为乘法器pfc方案。其优点是不受工作模式及原边电流起始值的影响，只需考虑最后的电流峰值是否跟踪输入电压。这是一种更为直接的控制，能够得到更高的pf值。但这同时也增加了芯片设计者的设计难度，需要保证乘法器的宽广线性度和thd等指标，并且也增加了芯片面积。pt4209为了得到更好的系统性能，采用了乘法器pfc方案。
表1:pf值。
为了节省副边反馈网络和光耦等元件，在小功率应用场合，一般电路采用psr（原边反馈）控制方式。该法适用于对输出精度、输入调整率、负载调整率要求不高，负载不会突然变化的场合，并且该法在输入突变时也加快了系统的保护。led驱动电源正好满足上面的应用条件。其副边电流反馈公式为：
表2：输入电压调整率及负载调整率
芯片采样vcs和tdis/t两个信号，再将两个信号相乘和vref相比较；两者的差值经过一个跨导放大器（gm）和ccomp电容滤波，再将滤波的结果和vin的采样结果vins一起送入到乘法器相乘；乘法器输出即为vcs的给定信号，芯片以此来控制开关管的关断。其芯片内部的逻辑框图如图1所示。
图1:pt4209内部的逻辑框图。
在开关管关断后，为了最大限度减小开关损耗，希望在vds最小时打开开关管。这就要求芯片有谷底检测的功能，即所谓的准谐振控制。其谐振周期由变压器原边电感lp与mos管输出电容cd （或称coss）共同决定，公式为：
系统参数及原理图
pt4209的功率应用范围为5w~30w.以一款应用于par38灯具的16w驱动电源为例，系统的性能参数如下：输入电压85v~264v;输出电压3.2v*16=51.2v（16个led串联）；输出电流320ma;变压器骨架选择pq2016，原边电感量选0.65mh，保证在264v高压输入下，最高开关频率小于150khz.系统原理图如图2所示。
图2:16w par38灯具电路原理图。
pf值的影响因素及提高手段
系统pf值的高低，主要与输入电流和输入电压的相角差和输入电流的thd两个因素有关。计算公式为：
其中：v1、i1为基波有效值；vin、iin为总的有效值。
其中：ik为k次谐波的有效值。
故
首先，芯片控制的是输入峰值电流的正弦化，而pf计算的是平均电流的正弦化，这里相差一个占空比d.公式为：
其中：ton、lp、vr在一个周期内恒定，所以
，并不是一个正弦，而是一个削顶的准正弦波形。这势必会影响一些pf值，这也就是峰值电流控制的芯片pf值始终不能达到1的根本原因。
接下来，由上面的逻辑框图可知，要保证乘法器的输出是一个良好的正弦波形，这个和三个因素有关：第一是vcomp电容要足够大，才能滤去100hz的工频纹波。但该电容也不能选择过大，否则会使得上电后抽取过多vcs电容的能量而导致uvlo出现。选择过小，则会出现输入电流波形向前偏的现象，且该现象因为输入电压的升高而日趋严重。因为vcomp上纹波大小不变，但稳态值变小，相应纹波所占比例越大。第二是整流桥后端电容cin要足够小，才能保证良好的正弦波形。此外，电容过大的话，电容上的充放电电流会和原边电流叠加，也会使得输入电流向前偏。但cin也不能太小，否则会使得输入电压的开关纹波变大。极端情况下，仅靠cin已不足以维持一个开关周期的开通，而前端又有电感使得电流不能突变，从而导致输入电流波形紊乱。同时，过小的cin也不利于对差模干扰的抑制。第三，乘法器要求有宽广的线性度。
上面解决的是cos？，而没有考虑thd的影响。首先，乘法器要有良好的thd;再次，开关频率要尽可能抬高来降低输入电流纹波；最后，在电源进线端要选择电感匹配，这样才能做到高的pf值。
恒流精度的影响因素和提高手段
根据公式（3），恒流精度受两个因素影响：一是每个周期vcs的峰值检测。由于芯片内部比较器的延时等因素，真正检测到最终的峰值难度很大（往往检测值都要小于真实的峰值）。这也是影响系统线调整率的主要因素。二是tdis/t的检测，其关键又在于tdis的检测。tdis的检测一个是开始点的确定，一个是结束点的确定。
pt4209中以det脚超过1.25v为开始点的起始点。这个点和实际的真实开始点略有超前（相当于加进去一个tdis的小量），正好补偿因为vcs的峰值检测漏掉的一点峰值。此外，这个上升时间量和vin+ vr/sub》大小成正比，所以就算对线调整率有影响也非常有限。另一端，如何判断tdis时间的结束，无论对于psr恒压还是恒流，都是至关重要的一环。由于真正检测到该点有一定难度，市面上一般的芯片都只是简单地采取判断det脚过零来近似认为是tdis的结束。好一点的芯片会在内部减去一个预先设定好的时间，但一旦系统选择不一样的参数，则补偿的结果不是偏大就是偏小。有些还需要在mos管ds两端挂电容或在det脚对地挂电容来进行补偿。
pt4209采用了先进的自适应判断方法。在输出二极管关断后，芯片内部记录振荡周期，并将其补回到下一个周期的tdis的计算中。这样做不仅可以保证精确的采到tdis，系统不需要增加任何元件，也使得芯片对不同系统的适应性更强。
此外，对于pcb的走线，rcs的地要和芯片地接在同一点；整流桥后端电容、变压器原边、mos管和rcs四个元件组成的回路要尽可能小；芯片drv脚、rdrv和mos管g极组成的驱动回路也要尽可能短。这样才能保证vcs的峰值检测尽可能准确。
系统效率和启动时间的影响因素和提高手段
前文已经提到，pt4209采用准谐振开通的方式，在低压甚至零压时开通mos管，极大降低了开关管的开通损耗。实际参数设计时，在保证mos耐压安全的前提下，可以尽量提高反射电压vr的值，进一步降低高压输入时的开关损耗。适当增加rcd snubber（电压关断型缓冲器）电路的vclamp值，减小rdrv值，也能加快开关速度，降低开关损耗。但该法会恶化系统emi性能，需要折中考虑。
另外，由于pt4209这类芯片拓扑结构的固有特点，原边需要进行pfc.输入电容较小，抑制输入交流纹波的任务落在了输出电容之上，加之对于输出电压纹波有小于5%（一级标准）的要求，输出电容会选择的较大。这样要使上电后不出现uvlo，vcc电容也要适当加大，而rst电阻因为效率问题一般要选1m以上，更加减慢了上电时间。pt4209借鉴了开关电源中常用的加速启动的方法，上电后强制拉高vcomp值，启动时原边以ocp方式工作。然后，再通过闭环控制将vcomp值降到正常值。通过此方法，能够使得系统在全电压输入范围内，将启动时间控制在0.5s以内。这样做在一些特定的系统中，可能会造成led启动过流的现象，但由于人眼的视觉暂留，一般很难被人眼所察觉。同时，系统也可以通过减小ccomp、增大vins采样分压变比 、增大cout、降低vr或将det脚1.25v时对应的vout抬高等多种手段，避免过冲的发生。
系统测试波形和实验数据
系统测试波形和实验数据如图3所示。实测led启动时间小于0.5s，效率高于90%.另外，pt4209还具有pwm调光、模拟调光两个调光功能，调光信号从dim脚输入，能够轻松做到1%以下的调光精度，整个调光过程线性度也非常好。如果用户需要带可控硅调光的功能，在pt4209的基础上，华润矽威公司又同步推出了带可控硅调光的芯片pt4208.该芯片所需外围元件较少，真正做到了无闪烁triac调光。上述两款芯片的详细系统设计过程和测试数据可以参考pt4209、pt4208的芯片手册和应用说明。
图3：系统测试波形和实验数据。
本文小结
本文详细分析了带pfc的原边反馈准谐振芯片pt4209系统设计中的若干难点，并对于如何提高系统pf值、输出电流精度及系统效率，做了详细的理论分析和试验验证。从试验结果可以看出，采用pt4209芯片的led驱动系统具有高功率因数（》0.95）、高恒流精度（《±3%）、高效率（》90%）和快速启动（《0.5s）等诸多优点。该芯片是一款十分优秀的led恒流驱动芯片。
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基本原理
led驱动电源功率较小，器件的应力裕度较大，加之其对尺寸有严格要求，需采用尽可能小的原边电感量，因此，它一般采用dcm峰值电流控制pfc的方式。其原、副边的电流方程为：
式中：n=np/ ns为原副边匝比；ip为原边峰值电流。
由公式（1）可知，要使输入电流峰值ip跟随输入电压vm做正弦变化，只要让ton在一个正弦半波时间内保持恒定就能做到。另一方面，如果采用乘法器方案，强制让ip跟随vm变化，则ton必然在一个正弦半波周期内保持恒定。前者称之为固定导通时间pfc方案。其优点是可以节省vins的采样电阻，节省芯片管脚，提高系统效率。但由于实现pfc是靠dcm和原边起始电流为0这两个先决条件保证的，所以在ccm或非准谐振模式工作的系统中应用受限。后者称之为乘法器pfc方案。其优点是不受工作模式及原边电流起始值的影响，只需考虑最后的电流峰值是否跟踪输入电压。这是一种更为直接的控制，能够得到更高的pf值。但这同时也增加了芯片设计者的设计难度，需要保证乘法器的宽广线性度和thd等指标，并且也增加了芯片面积。pt4209为了得到更好的系统性能，采用了乘法器pfc方案。
表1:pf值。
为了节省副边反馈网络和光耦等元件，在小功率应用场合，一般电路采用psr（原边反馈）控制方式。该法适用于对输出精度、输入调整率、负载调整率要求不高，负载不会突然变化的场合，并且该法在输入突变时也加快了系统的保护。led驱动电源正好满足上面的应用条件。其副边电流反馈公式为：
表2：输入电压调整率及负载调整率
芯片采样vcs和tdis/t两个信号，再将两个信号相乘和vref相比较；两者的差值经过一个跨导放大器（gm）和ccomp电容滤波，再将滤波的结果和vin的采样结果vins一起送入到乘法器相乘；乘法器输出即为vcs的给定信号，芯片以此来控制开关管的关断。其芯片内部的逻辑框图如图1所示。
图1:pt4209内部的逻辑框图。
在开关管关断后，为了最大限度减小开关损耗，希望在vds最小时打开开关管。这就要求芯片有谷底检测的功能，即所谓的准谐振控制。其谐振周期由变压器原边电感lp与mos管输出电容cd （或称coss）共同决定，公式为：
系统参数及原理图
pt4209的功率应用范围为5w~30w.以一款应用于par38灯具的16w驱动电源为例，系统的性能参数如下：输入电压85v~264v;输出电压3.2v*16=51.2v（16个led串联）；输出电流320ma;变压器骨架选择pq2016，原边电感量选0.65mh，保证在264v高压输入下，最高开关频率小于150khz.系统原理图如图2所示。
图2:16w par38灯具电路原理图。
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其中：v1、i1为基波有效值；vin、iin为总的有效值。
其中：ik为k次谐波的有效值。
故
首先，芯片控制的是输入峰值电流的正弦化，而pf计算的是平均电流的正弦化，这里相差一个占空比d.公式为：
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，并不是一个正弦，而是一个削顶的准正弦波形。这势必会影响一些pf值，这也就是峰值电流控制的芯片pf值始终不能达到1的根本原因。
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上面解决的是cos？，而没有考虑thd的影响。首先，乘法器要有良好的thd;再次，开关频率要尽可能抬高来降低输入电流纹波；最后，在电源进线端要选择电感匹配，这样才能做到高的pf值。
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根据公式（3），恒流精度受两个因素影响：一是每个周期vcs的峰值检测。由于芯片内部比较器的延时等因素，真正检测到最终的峰值难度很大（往往检测值都要小于真实的峰值）。这也是影响系统线调整率的主要因素。二是tdis/t的检测，其关键又在于tdis的检测。tdis的检测一个是开始点的确定，一个是结束点的确定。
pt4209中以det脚超过1.25v为开始点的起始点。这个点和实际的真实开始点略有超前（相当于加进去一个tdis的小量），正好补偿因为vcs的峰值检测漏掉的一点峰值。此外，这个上升时间量和vin+ vr/sub》大小成正比，所以就算对线调整率有影响也非常有限。另一端，如何判断tdis时间的结束，无论对于psr恒压还是恒流，都是至关重要的一环。由于真正检测到该点有一定难度，市面上一般的芯片都只是简单地采取判断det脚过零来近似认为是tdis的结束。好一点的芯片会在内部减去一个预先设定好的时间，但一旦系统选择不一样的参数，则补偿的结果不是偏大就是偏小。有些还需要在mos管ds两端挂电容或在det脚对地挂电容来进行补偿。
pt4209采用了先进的自适应判断方法。在输出二极管关断后，芯片内部记录振荡周期，并将其补回到下一个周期的tdis的计算中。这样做不仅可以保证精确的采到tdis，系统不需要增加任何元件，也使得芯片对不同系统的适应性更强。
此外，对于pcb的走线，rcs的地要和芯片地接在同一点；整流桥后端电容、变压器原边、mos管和rcs四个元件组成的回路要尽可能小；芯片drv脚、rdrv和mos管g极组成的驱动回路也要尽可能短。这样才能保证vcs的峰值检测尽可能准确。
系统效率和启动时间的影响因素和提高手段
前文已经提到，pt4209采用准谐振开通的方式，在低压甚至零压时开通mos管，极大降低了开关管的开通损耗。实际参数设计时，在保证mos耐压安全的前提下，可以尽量提高反射电压vr的值，进一步降低高压输入时的开关损耗。适当增加rcd snubber（电压关断型缓冲器）电路的vclamp值，减小rdrv值，也能加快开关速度，降低开关损耗。但该法会恶化系统emi性能，需要折中考虑。
另外，由于pt4209这类芯片拓扑结构的固有特点，原边需要进行pfc.输入电容较小，抑制输入交流纹波的任务落在了输出电容之上，加之对于输出电压纹波有小于5%（一级标准）的要求，输出电容会选择的较大。这样要使上电后不出现uvlo，vcc电容也要适当加大，而rst电阻因为效率问题一般要选1m以上，更加减慢了上电时间。pt4209借鉴了开关电源中常用的加速启动的方法，上电后强制拉高vcomp值，启动时原边以ocp方式工作。然后，再通过闭环控制将vcomp值降到正常值。通过此方法，能够使得系统在全电压输入范围内，将启动时间控制在0.5s以内。这样做在一些特定的系统中，可能会造成led启动过流的现象，但由于人眼的视觉暂留，一般很难被人眼所察觉。同时，系统也可以通过减小ccomp、增大vins采样分压变比 、增大cout、降低vr或将det脚1.25v时对应的vout抬高等多种手段，避免过冲的发生。
系统测试波形和实验数据
系统测试波形和实验数据如图3所示。实测led启动时间小于0.5s，效率高于90%.另外，pt4209还具有pwm调光、模拟调光两个调光功能，调光信号从dim脚输入，能够轻松做到1%以下的调光精度，整个调光过程线性度也非常好。如果用户需要带可控硅调光的功能，在pt4209的基础上，华润矽威公司又同步推出了带可控硅调光的芯片pt4208.该芯片所需外围元件较少，真正做到了无闪烁triac调光。上述两款芯片的详细系统设计过程和测试数据可以参考pt4209、pt4208的芯片手册和应用说明。
图3：系统测试波形和实验数据。
本文小结
本文详细分析了带pfc的原边反馈准谐振芯片pt4209系统设计中的若干难点，并对于如何提高系统pf值、输出电流精度及系统效率，做了详细的理论分析和试验验证。从试验结果可以看出，采用pt4209芯片的led驱动系统具有高功率因数（》0.95）、高恒流精度（《±3%）、高效率（》90%）和快速启动（《0.5s）等诸多优点。该芯片是一款十分优秀的led恒流驱动芯片。
瞄准超低功耗IoT GF拥抱FD-SOI制程
调速电机整改案例分享
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