基于数字信号处理器TMS320F2812实现混合型有源电力滤波器的改进设计
随着工业电力电子技术的发展，电力系统的谐波抑制和无功补偿问题越来越受到人们的广泛关注。传统的谐波抑制手段是在电网中加装无源电力滤波器ppf（passive power filter），利用电感、电容的谐振特性，在阻抗分流回路中形成低阻抗支路，从而减小非线性负载向电网注入谐波电流。但无源滤波支路的存在只能对特定次谐波进行滤除、易与电网发生串联谐振等缺点，因而逐渐被有源电力滤波器apf（active power filter）所取代［1］。有源电力滤波器虽能克服无源电力滤波器存在的缺陷，但其安装容量受开关器件容量的限制，当所需处理的谐波和无功电流较大时，由逆变器实现的技术难度和成本都将增加，从而限制了有源电力滤波器在大型供配电系统中的应用。
基于无源滤波器和有源滤波器的优点，将lc无源滤波器和有源滤波器结合起来形成一种混合型有源电力滤波器hapf（hybrid active power filter），取两者之长、补其之短，把无功补偿和谐波抑制融为一体是一种完美的构想。但目前人们所提出的混合型有源电力滤波器的拓扑结构仍有不足之处。本文即针对目前常见的一种混合型有源电力滤波器结构进行了改进。
1 主电路结构和原理
1．1 主电路结构
目前常用的一种混合型滤波器的结构如图1所示，其工作原理可参考文献［2］。
该电路拓扑可通过控制晶闸管的开通和关闭来调整晶闸管投切滤波器tsf（thyristor switched filter）的结构，使得能量较大的低次谐波和无功功率主要由tsf补偿，apf主要作用是抑制剩余谐波，并改善tsf的滤波器特性。实际上，采用如图1所示的有源电力滤波器，将由于变压器的耦合作用，使所有的基波无功电流都流过有源电力滤波器。这样就迫使逆变器所需求的容量大大增加，必然增加逆变器实现的技术难度和成本，从而限制了有源电力滤波器在大型供配电系统中的应用。
为了进一步降低有源电力滤波器的容量，可以在并联混合型有源电力滤波器的基础上结合它的注入电路方式将主电路的拓扑结构加以改进，改进后的系统结构如图2所示。它将逆变器的输出电压通过变压器耦合到无源滤波器的3次、5次、7次滤波支路的电感和电容两端。因为根据大量谐波源的频谱分析可知，谐波源能量主要集中在较低次谐波频率上，电力系统中谐波电流主要是由5次、7次的谐波滤波器来配置，其次是3次、11次、13次的谐波滤波器［3］，故本文tsf部分的电感和电容参数的选择按照无功功率补偿的需要，以3次、5次和7次谐波滤波器来配置，可以组成多级补偿状态，根据负荷无功电流的大小，由晶闸管投切来达到分级补偿的目的。这样，tsf在工频状态时为无功补偿状态，全谐振和脱谐时为滤波状态，既可以补偿又可以滤除谐波。 图2中，c31、c32和l3组成的lc滤波支路调谐在3次谐波频率，而l3和c32调谐在基波频率。这样，利用l3和c32对基波谐振的特性，使有源电力滤波器既不承受基波电压也不承受基波电流，从而极大地减小了有源电力滤波器的容量，降低了有源谐波补偿系统的投资，提高性能价格比，达到apf实用化的目的。5次和7次谐振支路的补偿原理与3次谐振支路相同。
1．2 滤波原理分析
图2中的并联混合型有源电力滤波器的单相等效电路如图3（a）所示。这里假设有源电力滤波器是一个理想的受控电压源，谐波源被看作一个电流源il。图中，c31、c32和l3分别为无源滤波器3次支路上的电容和电感。图3（b）为只考虑电网谐波电流分量时的单相等效电路图。zs、zfc、zfl、zl分别为电网阻抗、电容c31的阻抗、c32和l3的串联阻抗（呈感性）、5次和7次滤波支路总的等效阻抗（对高次谐波呈感性）。由图3（b）并根据基尔霍夫定律可写出如下方程：
从（6）式可以看出，当ilh、ush为定值时，如果k增大，ish将减小。当k值足够大时，大部分负载谐波将流入无源滤波器，达到了很好的滤波效果。而且，当不考虑系统电压畸变引起的谐波电流时，即ush=0时，从式（7）可以看出，对于ish而言，图3（a）和图3（c）是等效的。由图3（c）可以看出，这相当于在电网支路中串联了一个纯电阻k，因此，必然有更多的谐波电流流入无源滤波器。如果k》》|zfc|，则由负载产生的谐波电流将流入lc滤波器；如果k》》|z′s|，则滤波特性由k决定。此外，k还起到阻尼z′s和zf并联谐振的作用。
2 基于dsp的检测与控制系统
2.1 谐波及无功电流的检测
一般电网电流的组成可描述如下：
式中，ispf为瞬时基波有功电流；isqf为瞬时基波无功电流；ish为瞬时总谐波电流。除ispf外，isqf和ish应设法消除。如果能检测出is和ispf，则isqf与ish之和可以由isqf+ish=is-ispf算出［3］。
按照瞬时无功功率理论，ip、iq和三相电流ia、ib、ic有如下关系：
经低通滤波器后得到基波电流ipf、iqf，经过逆运算得出三相基波电流iaf、ibf、icf：
再与ia，ib，ic相减，即可得到谐波电流iah、ibh、ich。其算法原理如图4所示。
图中，
同时检测出谐波和无功时，只需断开图4中计算iq的通道即可。这样，由ipf就可计算出iapf、ibpf、icpf，进而计算出ia、ib、ic的谐波分量和基波无功分量之和iad、ibd、icd［2］。
2.2 控制系统的硬件组成及原理
该混合型有源电力滤波器的检测控制部分硬件主要由以下几部分组成：（1）电流电压采样电路；（2）带通滤波器；（3）过零比较中断发生部分；（4）dsp计算控制器。其原理图如图5所示。
将由电流电压采样电路采集得到的信号输入带通滤波器以滤除检测电流电压时出现的噪声和畸变。带通滤波器的中心频率设置在50hz，它是af系统在公共连接点处存在电压扰动（畸变、开关纹波和频率漂移等）时仍能正常工作所必需的。带通滤波器的输出分为两路，一路经a/d转换后送入数字信号处理器dsp进行fft分析，然后存储到一片公用的ram中，再分析计算控制对象的谐波和无功情况并产生控制信号；另一路则送入过零比较中断发生电路，该电路用来每间隔60°产生一个中断信号。因此，在公共连接点电压的一个周期内将有六个间隔60°的一个脉冲序列从该电路输入到dsp系统作为中断信号。每来一个中断，公共连接点处的电压电流就被检测一次，这样就满足了控制系统实时性的要求。dsp（采用内含pwm产生电路的tms320f2812）的输出控制tsf和apf的动作。
2.3 控制系统软件设计
控制系统软件设计图如图6所示。
3 仿真实验结果
在matlab/simulink中利用power systems工具箱并结合s-function等模块构建仿真模型对上述设计进行了仿真实验。仿真所得a相电流波形如图7所示。图7（a）是未投入滤波器时网侧电流波形，从图中可以看出波形畸变严重；图7（b）是只投入tsf后的网侧电流波形，从图中可以看出谐波明显减少，但仍存在少量畸变，滤波效果不佳；图7（c）是有源滤波器输出的补偿电流波形；图7（d）是同时投入tsf和apf后的网侧电流波形，由图可以看出，此时网侧电流波形已经接近于正弦波，取得了良好的补偿效果。
本文对目前常见的有源滤波器与无源滤波器串联构成的混合型有源电力滤波器的拓扑结构存在的不足做了改进，详述了改进后的滤波器的工作原理。并针对文中的设计思想构建了仿真模型，仿真实验结果证明，改进后的滤波器具有更好的滤波性能、有源部分承受的容量大大减小，更适合于应用在大型供、配电系统中，具有良好的工程推广价值。
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1 主电路结构和原理
1．1 主电路结构
目前常用的一种混合型滤波器的结构如图1所示，其工作原理可参考文献［2］。
该电路拓扑可通过控制晶闸管的开通和关闭来调整晶闸管投切滤波器tsf（thyristor switched filter）的结构，使得能量较大的低次谐波和无功功率主要由tsf补偿，apf主要作用是抑制剩余谐波，并改善tsf的滤波器特性。实际上，采用如图1所示的有源电力滤波器，将由于变压器的耦合作用，使所有的基波无功电流都流过有源电力滤波器。这样就迫使逆变器所需求的容量大大增加，必然增加逆变器实现的技术难度和成本，从而限制了有源电力滤波器在大型供配电系统中的应用。
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1．2 滤波原理分析
图2中的并联混合型有源电力滤波器的单相等效电路如图3（a）所示。这里假设有源电力滤波器是一个理想的受控电压源，谐波源被看作一个电流源il。图中，c31、c32和l3分别为无源滤波器3次支路上的电容和电感。图3（b）为只考虑电网谐波电流分量时的单相等效电路图。zs、zfc、zfl、zl分别为电网阻抗、电容c31的阻抗、c32和l3的串联阻抗（呈感性）、5次和7次滤波支路总的等效阻抗（对高次谐波呈感性）。由图3（b）并根据基尔霍夫定律可写出如下方程：
从（6）式可以看出，当ilh、ush为定值时，如果k增大，ish将减小。当k值足够大时，大部分负载谐波将流入无源滤波器，达到了很好的滤波效果。而且，当不考虑系统电压畸变引起的谐波电流时，即ush=0时，从式（7）可以看出，对于ish而言，图3（a）和图3（c）是等效的。由图3（c）可以看出，这相当于在电网支路中串联了一个纯电阻k，因此，必然有更多的谐波电流流入无源滤波器。如果k》》|zfc|，则由负载产生的谐波电流将流入lc滤波器；如果k》》|z′s|，则滤波特性由k决定。此外，k还起到阻尼z′s和zf并联谐振的作用。
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图中，
同时检测出谐波和无功时，只需断开图4中计算iq的通道即可。这样，由ipf就可计算出iapf、ibpf、icpf，进而计算出ia、ib、ic的谐波分量和基波无功分量之和iad、ibd、icd［2］。
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