开关电源MOSFET关断缓冲电路
rc缓冲电路
关键：主电路拓扑结构。
如下电路所示：
rc组成的正激变换器的缓冲电路
q关断，集电极电压开始上升到2vdc，电容c限制集电极电压的上升速度，并减小上升电压和下降电流的重叠，减低开关管q的损耗。
下次开关关断前，c必将已充满的电压2vdc放完，放电路径为c→q→r。
如：开关管没带缓冲电路
正激变换器的复位绕组和初级绕组匝数相同。
当q关断瞬间，储存在励磁电感和漏感中的能量释放，初级绕组两端电压极性反向，正激变换器的开关管集电极电压迅速上升到2vdc。
同时，励磁电流经二极管d流向复位绕组，最后减小到零，此时q两端电压下降到vdc。
如下电路所示
关管集电极电流和电压波形。
开关管不带缓冲电路，在q关断时，其两端的漏感电压尖峰很大，产生的关断损耗也很大，严重时很可能会烧坏开关管，因此，必须给开关管加上缓冲电路。
当开关管带缓冲电路，其集电极电压和电流波形
如下电路所示
如上第一个电路图
当q开始关断，其电流开始下降，而变压器漏感会阻止这个电流的减小。
一部分电流将继续通过将要关断的开关管。
一部分则经rc缓冲电路并对电容c充电，电阻r的大小与充电电流有关。
ic的一部分流进电容c，可减缓集电极电压的上升。
通过选取足够大的c，可以减少集电极的上升电压与下降电流的重叠部分，从而显著降低开关管的关断损耗，同时还可抑制集电极漏感尖峰电压。
如上电路图3中所示
a-c阶段：为开关管关断阶段，c-d为开关管导通阶段。
在开关管关断前，电容c两端电压为零。
在关断时刻(b时刻)，c会减缓集电极电压的上升速度，但同时也被充电到2vdc
(在忽略该时刻的漏感尖峰电压的情况下)。
电容c的大小不仅影响集电极电压的上升速度，且决定电阻r上的能量损耗。
在q关断瞬间，c上的电压为2vdc，它储存的能量为0．5c(2vdc)2焦耳。
如果该能量全部消耗在r上，则每周期内消耗在r上的能量为：
对限制集电极上升电压来说，c应该越大越好；
但从系统效率出发，c越大，损耗越大，效率越低。
因此，必须选择合适的c，使其既能达到一定的减缓集电极上升电压速度的作用，又不至于使系统损耗过大而使效率过低。
因在下一个关断开始时刻即d时刻，必须保证c两端没有电压，所以在b时刻到d时刻间的某时间段内，c必须放电。
实际上，电容c在c-d这段时间内，可通过电阻r经q和r构成的放电回路进行放电。
因此，在选择了一个足够大的c后，r应使c在最小导通时间ton内放电至所充电荷的5％以下，这样则有：
第一个公式表明：r上的能量损耗是和c成正比的，因而必须选择合适的c，这样，如何选择c就成了设计rc缓冲电路的关键。
事实上，当q开始关断时，假设最初的峰值电流ip的一半流过c。
另一半仍然流过逐渐关断的q集电极，同时假设变压器中的漏感保持总电流仍然为ip。
那么，通过选择合适的电容c，以使开关管集电极电压在时间tf内上升到2vdc(其中tf为集电极电流从初始值下降到零的时间，可以从开关管数据手册上查询)，则有：
从上面公式即可计算出电容c。
最小导通时间已知，即可得到电阻r的大小。
带rc缓冲的正激变换器主电路
如下电路所示
一个带有rc缓冲电路的正激变换器主电路。该主电路参数为：np=nr=43匝。ns=32匝，开关频率f=70 khz，输入电压范围为直流48～96 v，输出为直流12 v和直流0．5 a。
开关电源之mosfet管的关断缓冲电路
开关管q为mosfet，型号为irf830，其tf一般为30 ns。dl、d2、d3为快恢复二极管，其tf很小(通常tf=30 ns)。
输出功率p0=v0i0=6 w
假设变换器的效率为80％，每一路rc缓冲电路所损耗的功率占输出功率的1％，这里取vdc=48 v。
实验结果分析
下面分两种情况对该设计进行实验分析，一是初级绕组有缓冲，次级无缓冲；二是初级无缓冲，次级有缓冲。
(1)初级绕组有缓冲，次级无缓冲
该实验测量的是开关管q两端的漏源电压，实验分以下两种情况：
第一种情况：rs1=1．5 kω，cs1不定，输入直流电压vdc为48 v。
结果：在rs1不变的情况下，csl越大，虽然开关管q的漏感尖峰电压无明显降低，但它的漏源电压变得平缓了，这说明在初级开关管的rc缓冲电路中，csl应该选择比较小的值。
第二种情况：csl=33 pf，rs1不定，输入直流电压vdc为48 v。
结果：当cs1不变时，rs1越大，开关管q的漏感尖峰电压越大(增幅比较小)。
可见，rc缓冲电路中，参数r的大小对降低漏感尖峰有很大的影响。在选定一个合适的c，同时满足式(2)时，r应该选择比较小的值。
次级绕组有缓冲，初级无缓冲
以d2、d3的阴极作为公共端来测量快恢复二极管的端压，其结果是，当r不变时，c越大，二极管两端的漏感尖峰越小。
理论上：如果c为无穷大时，二极管两端的电压中就没有漏感尖峰。而在实际中，只需让二极管两端电压的漏感尖峰电压在其端压峰值的30％以内就可以满足要求了，这样同时成本也不会太高。
设计参数的确定
通过实验分析可见，在次级快恢复二极管的rc缓冲电路中，当选择了适当大小的电容c时，在满足式(2)的情况下，电阻r应该选择得越小越好。最终经过实际调试，本设计选择的rc缓冲电路参数为：
初级：rs1=200，csl=100 pf
次级：rs2=rs3=5l，cs2=cs3=1000 pf
此设计初级开关管的rc缓冲电路中的c值虽然选得稍微比计算值大一些，但损耗也不是很大，因此还是可以接受的。
相对初级而言，次级快恢复二极管的rc缓冲电路中的c值就选得比计算值大得多，系统的损耗必然增大。
但是，并联在快恢复二极管两端的rc缓冲电路主要是为了改善系统输出性能，因此选择比较大的c值虽然会使系统的整体效率降低，但二极管两端的漏感尖峰就减小了很多，而且输出电压的纹波也可以达到指定要求。
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q关断，集电极电压开始上升到2vdc，电容c限制集电极电压的上升速度，并减小上升电压和下降电流的重叠，减低开关管q的损耗。
下次开关关断前，c必将已充满的电压2vdc放完，放电路径为c→q→r。
如：开关管没带缓冲电路
正激变换器的复位绕组和初级绕组匝数相同。
当q关断瞬间，储存在励磁电感和漏感中的能量释放，初级绕组两端电压极性反向，正激变换器的开关管集电极电压迅速上升到2vdc。
同时，励磁电流经二极管d流向复位绕组，最后减小到零，此时q两端电压下降到vdc。
如下电路所示
关管集电极电流和电压波形。
开关管不带缓冲电路，在q关断时，其两端的漏感电压尖峰很大，产生的关断损耗也很大，严重时很可能会烧坏开关管，因此，必须给开关管加上缓冲电路。
当开关管带缓冲电路，其集电极电压和电流波形
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如上第一个电路图
当q开始关断，其电流开始下降，而变压器漏感会阻止这个电流的减小。
一部分电流将继续通过将要关断的开关管。
一部分则经rc缓冲电路并对电容c充电，电阻r的大小与充电电流有关。
ic的一部分流进电容c，可减缓集电极电压的上升。
通过选取足够大的c，可以减少集电极的上升电压与下降电流的重叠部分，从而显著降低开关管的关断损耗，同时还可抑制集电极漏感尖峰电压。
如上电路图3中所示
a-c阶段：为开关管关断阶段，c-d为开关管导通阶段。
在开关管关断前，电容c两端电压为零。
在关断时刻(b时刻)，c会减缓集电极电压的上升速度，但同时也被充电到2vdc
(在忽略该时刻的漏感尖峰电压的情况下)。
电容c的大小不仅影响集电极电压的上升速度，且决定电阻r上的能量损耗。
在q关断瞬间，c上的电压为2vdc，它储存的能量为0．5c(2vdc)2焦耳。
如果该能量全部消耗在r上，则每周期内消耗在r上的能量为：
对限制集电极上升电压来说，c应该越大越好；
但从系统效率出发，c越大，损耗越大，效率越低。
因此，必须选择合适的c，使其既能达到一定的减缓集电极上升电压速度的作用，又不至于使系统损耗过大而使效率过低。
因在下一个关断开始时刻即d时刻，必须保证c两端没有电压，所以在b时刻到d时刻间的某时间段内，c必须放电。
实际上，电容c在c-d这段时间内，可通过电阻r经q和r构成的放电回路进行放电。
因此，在选择了一个足够大的c后，r应使c在最小导通时间ton内放电至所充电荷的5％以下，这样则有：
第一个公式表明：r上的能量损耗是和c成正比的，因而必须选择合适的c，这样，如何选择c就成了设计rc缓冲电路的关键。
事实上，当q开始关断时，假设最初的峰值电流ip的一半流过c。
另一半仍然流过逐渐关断的q集电极，同时假设变压器中的漏感保持总电流仍然为ip。
那么，通过选择合适的电容c，以使开关管集电极电压在时间tf内上升到2vdc(其中tf为集电极电流从初始值下降到零的时间，可以从开关管数据手册上查询)，则有：
从上面公式即可计算出电容c。
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结果：当cs1不变时，rs1越大，开关管q的漏感尖峰电压越大(增幅比较小)。
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设计参数的确定
通过实验分析可见，在次级快恢复二极管的rc缓冲电路中，当选择了适当大小的电容c时，在满足式(2)的情况下，电阻r应该选择得越小越好。最终经过实际调试，本设计选择的rc缓冲电路参数为：
初级：rs1=200，csl=100 pf
次级：rs2=rs3=5l，cs2=cs3=1000 pf
此设计初级开关管的rc缓冲电路中的c值虽然选得稍微比计算值大一些，但损耗也不是很大，因此还是可以接受的。
相对初级而言，次级快恢复二极管的rc缓冲电路中的c值就选得比计算值大得多，系统的损耗必然增大。
但是，并联在快恢复二极管两端的rc缓冲电路主要是为了改善系统输出性能，因此选择比较大的c值虽然会使系统的整体效率降低，但二极管两端的漏感尖峰就减小了很多，而且输出电压的纹波也可以达到指定要求。
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