面向大电流、快速瞬态响应噪声敏感型应用的多相解决方案
摘要
本文提供一种多相单片式降压解决方案，旨在应对构建处理单元的电源时需满足的大电流、快速瞬态响应要求。我们采用称之为silent switcher® 3架构的新型低输出噪声技术，其快速瞬态响应特性支持多相操作。该解决方案具有出色的高控制带宽，使用的输出电容比其他方案更少，有助于电源在瞬态期间更快速地恢复。本文详细介绍设计技巧和考虑因素，以帮助工程师优化未来的设计。
简介
在当今的计算环境中，cpu、fpga和asic的功耗日益增加。对于5g收发器、波束成形器和其他高速rf等一些更具体的应用，考虑带宽和rf噪声水平时，功率要求甚至更加严格。传统的双极（降压+ldo）解决方案广泛用于rf应用中，由于输出电流高，不仅体积大、效率低，还需要更高水平的散热。随着对输出电流能力的要求不断提高，使用单个降压稳压器为高需求负载供电变得不划算。而多相降压稳压器因可扩展性和纹波交错优势，电流传输性能出色，因此被广泛用于该领域。但是，要达到快速瞬态响应和超低rf噪声要求，多相降压稳压器需要采用多个输出电容和多级lc滤波器来为高速rf asic供电。这些额外的组件通常会占用很大一部分板空间，并且还可能增加解决方案的成本。本文展示使用高性能silent switcher 3架构所具有的优势，在多相降压应用中，该架构可提供超低噪声和快速瞬态响应。本文还介绍针对不同的asic负载要求，如何通过不同的设计考虑因素来解决。
silent switcher 3架构采用超低噪声设计（在10 hz至100 khz范围内一般为4 μv rms），包含高增益误差放大器，提供超低emi辐射和快速瞬态响应。在该新产品系列中，lt8627sp具有最高16a额定电流，因此非常适合用于大电流、噪声敏感型应用中的多相降压配置。由于所有asic负载具有低电源电压特性(<1v)并且广泛使用12v配电系统，因此多相降压稳压器对最短导通时间非常敏感。silent switcher 3技术采用创新架构，提供非常短的导通时间(15 ns)，使lt8627sp在1 mhz以上的开关频率下也能轻松运行，有助于改善纹波、尺寸、噪声和带宽。
针对50a电流rf数字负载，尽可能缩短瞬态恢复时间
决定电源性能的一个重要特性是其恢复时间。这是在发生负载瞬态时，输出电压恢复到稳压值所需的时间。每个电源的恢复速度都有限制，与控制环路带宽相关。控制环路带宽更高，意味着电感电流在瞬态期间能够更快地爬升/回落，以补偿输出电容的电荷变化，在更快时间内完成恢复过程。图1展示了一个使用四相lt8627sp的示例：为1.8 vout rf数字负载供电，最大负载电流为50a。该电源设计为在2 mhz开关频率下输出1.8 v电压。为了缩短瞬态期间的电荷补偿时间，该设计中使用低esr陶瓷电容，并且避免使用高esr聚合物电容和电解电容。采用交错pwm技术（每相90°）来增加等效纹波频率，从而增大控制带宽。
图1.为1.8 vout、50 a rf数字负载供电的四相交错lt8627sp解决方案。
对补偿网络进行调节，以实现至少45°相位裕量和大于8 db的增益裕量，同时尽可能增大带宽。因此，在45°相位裕量和9 db增益裕量下，其控制环路调谐到最大280 khz的带宽，如图2中的波特图所示。为了进行比较，我们在1.8 v、12 a输出下，对具有等效单相输出电容(2 × 100 µf + 1 × 1 µf + 1 × 0.1 µf)的单相lt8627sp进行了测试。采用相同稳定性标准的伯德图如图2所示。
图2.50a/四相lt8627sp和12a/单相lt8627sp的伯德图比较。
为了通过测试比较恢复时间，四相和单相lt8627sp均采用50%负载瞬态，采用每相6a/µs摆率。测试结果如图3所示，瞬态上升沿的恢复时间约为2.5 μs。与图4中的单相lt8627sp相比，恢复时间将近缩短10倍。
图3.四相lt8627sp 25 a至50 a负载瞬态优化，以实现最短恢复时间。
图4.单相lt8627sp 6 a至12 a负载瞬态优化，以实现最短恢复时间。
针对大电流无线应用，尽可能减少瞬态vpp
silent switcher 3架构的多相操作已用于许多客户的电源设计。图5展示了另一个示例：lt8627sp如何帮助无线客户在0.8 vout和22 a至60 a 1 µs负载瞬态下，为快速、大电流瞬态soc供电。为防soc性能因瞬态降低，需要vpp小于5% (40 mv)。
如前文所述，我们已知四相交错lt8627sp可以提供很高的控制带宽，约在300 khz左右。而在时域内，我们可以大致模拟负载瞬态期间的电压变化与控制带宽之间的关系，如下所示：
由此可以得出，在纹波电压为10 mv时，最小输出电容为1583 µf。在设计中，所选的电容应大于该值，不同于之前所述，需使用更多聚合物电容，以在瞬态期间提供足够的阻尼。我们需通过不断试验和试错来确定最终的输出电容，因为它也会影响环路带宽和稳定性。
图5.四相交错lt8627sp解决方案，在0.8 v、22 a至50 a 1 µs瞬态下实现<5% vpp。
四相lt8627sp在1 mhz开关频率下交错，汇聚合成为4 mhz纹波频率。在确定最小输出电容之后，在22 a至50 a瞬态负载、28 a/µs摆率下，实现35 mv (4.4%) vpp。瞬态波形如图6所示。为了验证控制环路的稳定性，使用50 a负载，进行波特图测量。结果如图7所示。在50 a时，控制环路的带宽为322 khz，具有50°相位裕量。
图6.在28 a/µs摆率下，22 a至50 a负载阶跃的瞬态波形。
图7.四相最小vpp值解决方案的伯德图。
为了进行更多性能测试，我们测量了效率和满负载热性能。测试了12 vin、0.8 vout、最高60 a负载下的效率，如图8所示。包含辅助损耗在内，转换器在25 a负载下的峰值效率为89%，在60 a负载下的效率为84%。
图8.四相交错lt8627sp在1 mhz fsw、12 vin和0.8 vout下的效率。
图9以热图方式显示了这个四相设计的热性能。在60 a负载下，ic最高温度为66°c，最低温度为61.6°c。四个ic之间的最大温差为5°c左右，表示各相均流性能出色。
图9.四相交错lt8627sp在1 mhz fsw、12 vin和0.8 vout 60 a下的热性能。
关于多相lt8627sp的设计考虑因素和指南
lt8627sp作为峰值电流模式控制ic，可轻松配置为多相操作。有几项设计考虑因素需特别注意，分别是：
►要实现正常均流，需将每个ic的vc引脚连接在一起，如图1的原理图所示。
►要以均衡的方式交错连接四相lt8627sp，每个ic的clkout需配置为90°相移，并馈入下一个ic的sync引脚。采用该配置时，每个ic的开关节点波形如图10所示。交错是多相降压稳压器带来的最大优势之一。均衡交错的相位能够使输出电压纹波频率倍增，因此可显著降低输出电容。交错纹波频率更高时，也有助于控制环路有效抑制更高带宽下的纹波噪声。lt8627sp可以采用高达4 mhz开关频率，支持三种不同的相移时钟配置：180°、120°和90°。这表示无需额外使用任何器件，也能实现最多12种交错。
►为了实现正常的电压检测，应将每个ic的outs引脚连接在一起。需要注意的是，因为控制环路中涉及到所有误差放大器(ea)，在进行伯德图导入时也需要考虑所有ea。因此，需要将检测点（输出电压）和outs引脚侧连接在一起，确保每个ea都能实现均匀扰动。
►rt引脚需使用电阻来设置频率。主机ic需提供设置目标开关频率所需的电阻值，从机ic的电阻值设置的频率要比主机ic低20%。
图10.每个开关节点的每个通道之间的相移示意图。
结论
为5g电信应用构建电源存在挑战性。这些应用需要快速、大电流瞬态响应，以实现最小峰峰输出电压，或在负载瞬态期间实现最短恢复时间。应对这些挑战的一种简单方法是：将多个silent switcher 3架构（例如lt8627sp）功率转换器并联到单个交错系统中，以此增大电源的带宽和负载能力，使其获得执行快速、大电流瞬态的能力。
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本文提供一种多相单片式降压解决方案，旨在应对构建处理单元的电源时需满足的大电流、快速瞬态响应要求。我们采用称之为silent switcher® 3架构的新型低输出噪声技术，其快速瞬态响应特性支持多相操作。该解决方案具有出色的高控制带宽，使用的输出电容比其他方案更少，有助于电源在瞬态期间更快速地恢复。本文详细介绍设计技巧和考虑因素，以帮助工程师优化未来的设计。
简介
在当今的计算环境中，cpu、fpga和asic的功耗日益增加。对于5g收发器、波束成形器和其他高速rf等一些更具体的应用，考虑带宽和rf噪声水平时，功率要求甚至更加严格。传统的双极（降压+ldo）解决方案广泛用于rf应用中，由于输出电流高，不仅体积大、效率低，还需要更高水平的散热。随着对输出电流能力的要求不断提高，使用单个降压稳压器为高需求负载供电变得不划算。而多相降压稳压器因可扩展性和纹波交错优势，电流传输性能出色，因此被广泛用于该领域。但是，要达到快速瞬态响应和超低rf噪声要求，多相降压稳压器需要采用多个输出电容和多级lc滤波器来为高速rf asic供电。这些额外的组件通常会占用很大一部分板空间，并且还可能增加解决方案的成本。本文展示使用高性能silent switcher 3架构所具有的优势，在多相降压应用中，该架构可提供超低噪声和快速瞬态响应。本文还介绍针对不同的asic负载要求，如何通过不同的设计考虑因素来解决。
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针对50a电流rf数字负载，尽可能缩短瞬态恢复时间
决定电源性能的一个重要特性是其恢复时间。这是在发生负载瞬态时，输出电压恢复到稳压值所需的时间。每个电源的恢复速度都有限制，与控制环路带宽相关。控制环路带宽更高，意味着电感电流在瞬态期间能够更快地爬升/回落，以补偿输出电容的电荷变化，在更快时间内完成恢复过程。图1展示了一个使用四相lt8627sp的示例：为1.8 vout rf数字负载供电，最大负载电流为50a。该电源设计为在2 mhz开关频率下输出1.8 v电压。为了缩短瞬态期间的电荷补偿时间，该设计中使用低esr陶瓷电容，并且避免使用高esr聚合物电容和电解电容。采用交错pwm技术（每相90°）来增加等效纹波频率，从而增大控制带宽。
图1.为1.8 vout、50 a rf数字负载供电的四相交错lt8627sp解决方案。
对补偿网络进行调节，以实现至少45°相位裕量和大于8 db的增益裕量，同时尽可能增大带宽。因此，在45°相位裕量和9 db增益裕量下，其控制环路调谐到最大280 khz的带宽，如图2中的波特图所示。为了进行比较，我们在1.8 v、12 a输出下，对具有等效单相输出电容(2 × 100 µf + 1 × 1 µf + 1 × 0.1 µf)的单相lt8627sp进行了测试。采用相同稳定性标准的伯德图如图2所示。
图2.50a/四相lt8627sp和12a/单相lt8627sp的伯德图比较。
为了通过测试比较恢复时间，四相和单相lt8627sp均采用50%负载瞬态，采用每相6a/µs摆率。测试结果如图3所示，瞬态上升沿的恢复时间约为2.5 μs。与图4中的单相lt8627sp相比，恢复时间将近缩短10倍。
图3.四相lt8627sp 25 a至50 a负载瞬态优化，以实现最短恢复时间。
图4.单相lt8627sp 6 a至12 a负载瞬态优化，以实现最短恢复时间。
针对大电流无线应用，尽可能减少瞬态vpp
silent switcher 3架构的多相操作已用于许多客户的电源设计。图5展示了另一个示例：lt8627sp如何帮助无线客户在0.8 vout和22 a至60 a 1 µs负载瞬态下，为快速、大电流瞬态soc供电。为防soc性能因瞬态降低，需要vpp小于5% (40 mv)。
如前文所述，我们已知四相交错lt8627sp可以提供很高的控制带宽，约在300 khz左右。而在时域内，我们可以大致模拟负载瞬态期间的电压变化与控制带宽之间的关系，如下所示：
由此可以得出，在纹波电压为10 mv时，最小输出电容为1583 µf。在设计中，所选的电容应大于该值，不同于之前所述，需使用更多聚合物电容，以在瞬态期间提供足够的阻尼。我们需通过不断试验和试错来确定最终的输出电容，因为它也会影响环路带宽和稳定性。
图5.四相交错lt8627sp解决方案，在0.8 v、22 a至50 a 1 µs瞬态下实现<5% vpp。
四相lt8627sp在1 mhz开关频率下交错，汇聚合成为4 mhz纹波频率。在确定最小输出电容之后，在22 a至50 a瞬态负载、28 a/µs摆率下，实现35 mv (4.4%) vpp。瞬态波形如图6所示。为了验证控制环路的稳定性，使用50 a负载，进行波特图测量。结果如图7所示。在50 a时，控制环路的带宽为322 khz，具有50°相位裕量。
图6.在28 a/µs摆率下，22 a至50 a负载阶跃的瞬态波形。
图7.四相最小vpp值解决方案的伯德图。
为了进行更多性能测试，我们测量了效率和满负载热性能。测试了12 vin、0.8 vout、最高60 a负载下的效率，如图8所示。包含辅助损耗在内，转换器在25 a负载下的峰值效率为89%，在60 a负载下的效率为84%。
图8.四相交错lt8627sp在1 mhz fsw、12 vin和0.8 vout下的效率。
图9以热图方式显示了这个四相设计的热性能。在60 a负载下，ic最高温度为66°c，最低温度为61.6°c。四个ic之间的最大温差为5°c左右，表示各相均流性能出色。
图9.四相交错lt8627sp在1 mhz fsw、12 vin和0.8 vout 60 a下的热性能。
关于多相lt8627sp的设计考虑因素和指南
lt8627sp作为峰值电流模式控制ic，可轻松配置为多相操作。有几项设计考虑因素需特别注意，分别是：
►要实现正常均流，需将每个ic的vc引脚连接在一起，如图1的原理图所示。
►要以均衡的方式交错连接四相lt8627sp，每个ic的clkout需配置为90°相移，并馈入下一个ic的sync引脚。采用该配置时，每个ic的开关节点波形如图10所示。交错是多相降压稳压器带来的最大优势之一。均衡交错的相位能够使输出电压纹波频率倍增，因此可显著降低输出电容。交错纹波频率更高时，也有助于控制环路有效抑制更高带宽下的纹波噪声。lt8627sp可以采用高达4 mhz开关频率，支持三种不同的相移时钟配置：180°、120°和90°。这表示无需额外使用任何器件，也能实现最多12种交错。
►为了实现正常的电压检测，应将每个ic的outs引脚连接在一起。需要注意的是，因为控制环路中涉及到所有误差放大器(ea)，在进行伯德图导入时也需要考虑所有ea。因此，需要将检测点（输出电压）和outs引脚侧连接在一起，确保每个ea都能实现均匀扰动。
►rt引脚需使用电阻来设置频率。主机ic需提供设置目标开关频率所需的电阻值，从机ic的电阻值设置的频率要比主机ic低20%。
图10.每个开关节点的每个通道之间的相移示意图。
结论
为5g电信应用构建电源存在挑战性。这些应用需要快速、大电流瞬态响应，以实现最小峰峰输出电压，或在负载瞬态期间实现最短恢复时间。应对这些挑战的一种简单方法是：将多个silent switcher 3架构（例如lt8627sp）功率转换器并联到单个交错系统中，以此增大电源的带宽和负载能力，使其获得执行快速、大电流瞬态的能力。
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