仿真看世界之650V混合SiC单管的开关特性
英飞凌科技大中华区应用工程师 张浩
前言背景：
英飞凌最近推出了系列650v混合sic单管（to247-3pin和to-247-4pin）。用最新的650v/sic/g6/sbd续流二极管，取代了传统si的rapid1快速续流二极管，配合650v/ts5的igbt芯片（s5/h5），进一步优化了系统效率、性能与成本之间的微妙平衡。
igbt混搭sic sbd续流二极管，在硬换流的场合，至少有两个主要优势：
没有si二极管的反向恢复损耗erec 降低30%以上igbt的开通损耗eon 因此，在中小功率光伏与ups等领域，igbt混搭sic sbd续流二极管具有较高性价比。
此次，我们将利用英飞凌强大且丰富的器件spice模型，同样在simetirx的仿真环境里，测试不同类型的续流二极管，对igbt开通特性及eon的影响。
特别提醒
仿真无法替代实验，仅供参考。
选取仿真研究对象
igbt：650v/50a/s5、to247-4pin（免去发射极电感对开通的影响）
fwd：650v/30a/50a rapid1二极管和650v/20a/40a sic/g6/sbd二极管
driver ic：1edi20i12af驱动芯片，隔离单通道，适合快速igbt和sic驱动
搭建仿真电路
如下图1所示，搭建了双脉冲仿真电路，温度设为常温。
驱动回路
驱动芯片（1edi20i12af），对下管q1（ikz50n65es5）门级的开关控制，与上管d1续流二极管进行换流。参照datasheet的条件，驱动ic原边5v供电及5v的控制信号，驱动ic输出的驱动电压15v/0v给到q1的门级，驱动电阻rgon和rgoff都设置为23.1ω，再假设20nh左右的门级pcb走线电感。
主回路部分
设置母线电压400v，在器件外的上管、下管和母线附近各设置10nh，总共30nh（参照规格书中的双脉冲测试条件，lσ=30nh）。根据仿真中的驱动脉冲宽度与开关电流要求，设置双脉冲的电感参数。
图1：双脉冲仿真电路图
仿真结果分析
根据上述电路，通过选取不同的续流二极管d1的型号进行仿真，对比观察q1的igbt在开通过程的变化。如图2和图3所示，在igbt的开通过程中，当续流管d1的型号从650v/50a/rapid1切换到650v/40a/sic/g6/sbd后，开通电流ic的电流尖峰（由d1的反向恢复电荷qrr形成），从虚线（50a/rapid1）的巨大包络，显著变为实线（40a/sbd）的小电流过冲；同时电压vce在第二段的下降速度也明显加快，使得电流ic与电压vce的交叠区域变小。因此，体现在开通损耗eon上，前者虚线（50a/rapid1）为eon=430uj，降为实线（40a/sbd）的eon=250uj，占比为58%，即eon降幅约40%。
图2：双脉冲仿真开关特性波形（650v/50a/rapid1）
图3：双脉冲仿真开通波形对比（rapid1/50a vs sic/g6/sbd/40a）
图4：双脉冲仿真开通波形对比（不同电流规格二极管的对比）
为了进一步验证二极管d1的影响，分别用两种不同电流进行横向对比。由上述图4的仿真结果可见：同为650v/sic/g6/sbd二极管的qrr本身很小，不同电流规格（40a和20a），其ic电流尖峰和开通损耗eon都很接近。相对而言，50a和30a的650v/rapid1的二极管，才能体现出一定的差异。
以上仿真是在门级电阻rgon=23.1ω、驱动电压vge=15v/0v和外部电感lσ=30nh的条件下进行的，如果采用不同门级电阻rgon=18ω或35ω、vge=15v/-8v和不同外部电感（如lσ=15nh）时，从rapid1/50a到sic/g6/sbd/40a，igbt开通损耗eon的变化趋势又将如何呢？
图5：门级电阻rgon为18ω和35ω时，sic/g6/sbd/40a对eon的影响
图6：外部电感lσ=15nh时，sic/g6/sbd/40a对eon的影响
图7：在门级电压vge=15v/-8v时，sic/g6/sbd/40a对eon的影响
由上述几组仿真结果来看，在一定门级电阻rgon范围，一定外部电感条件lσ，以及不同门级电压vge时，均可以看到650v/40a/sic/sbd二极管，给igbt开通带来约50%左右的eon损耗降低。
文章最后，我们再讨论一个问题：选择vge=15v/0v与vge=15v/-8v，对650v/50a/s5的to247-4pin的单管的开关损耗eon/eoff有影响吗？
图8：不同vge电压对650v/s5/50a+rapid1/50a开关特性的影响
图9：不同vge电压对650v/s5/50a+sic/g6/sbd/40a开关特性的影响
在图8和图9中，虚线表示vge=15v/0v，而实线表示vge=15v/-8v；粗略来看，对eon的影响可以忽略，而对vge的负压，可以减少eoff差不多有50%（以vce尖峰作为代价）。仿真虽然无法定量，至少可以定性地提醒大家，在设计与实测的时候，不要随意忽视vge对开关特性的影响，尤其是快速型的igbt。
期望上述的仿真分析，对大家深入理解650v混合sic的开关特性有所帮助。
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没有si二极管的反向恢复损耗erec 降低30%以上igbt的开通损耗eon 因此，在中小功率光伏与ups等领域，igbt混搭sic sbd续流二极管具有较高性价比。
此次，我们将利用英飞凌强大且丰富的器件spice模型，同样在simetirx的仿真环境里，测试不同类型的续流二极管，对igbt开通特性及eon的影响。
特别提醒
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选取仿真研究对象
igbt：650v/50a/s5、to247-4pin（免去发射极电感对开通的影响）
fwd：650v/30a/50a rapid1二极管和650v/20a/40a sic/g6/sbd二极管
driver ic：1edi20i12af驱动芯片，隔离单通道，适合快速igbt和sic驱动
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主回路部分
设置母线电压400v，在器件外的上管、下管和母线附近各设置10nh，总共30nh（参照规格书中的双脉冲测试条件，lσ=30nh）。根据仿真中的驱动脉冲宽度与开关电流要求，设置双脉冲的电感参数。
图1：双脉冲仿真电路图
仿真结果分析
根据上述电路，通过选取不同的续流二极管d1的型号进行仿真，对比观察q1的igbt在开通过程的变化。如图2和图3所示，在igbt的开通过程中，当续流管d1的型号从650v/50a/rapid1切换到650v/40a/sic/g6/sbd后，开通电流ic的电流尖峰（由d1的反向恢复电荷qrr形成），从虚线（50a/rapid1）的巨大包络，显著变为实线（40a/sbd）的小电流过冲；同时电压vce在第二段的下降速度也明显加快，使得电流ic与电压vce的交叠区域变小。因此，体现在开通损耗eon上，前者虚线（50a/rapid1）为eon=430uj，降为实线（40a/sbd）的eon=250uj，占比为58%，即eon降幅约40%。
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