AD9361是ADI推出的面向3G和4G基站应用的射频解决方案
一、简介
ad9361是adi推出的面向3g和4g基站应用的高性能、高集成度的射频解决方案。该器件集rf前端与灵活的混合信号基带部分为一体，集成频率合成器，为处理器提供可配置数字接口。ad9361接收器lo工作频率范围为70 mhz至6.0 ghz，发射器lo工作频率范围为47 mhz至6.0 ghz，涵盖大部分特许执照和免执照频段，支持的通道带宽范围为200 khz以下至56 mhz。
两个独立的直接变频接收器拥有首屈一指的噪声系数和线性度。每个接收(rx)子系统都拥有独立的自动增益控制(agc)、直流失调校正、正交校正和数字滤波功能，从而消除了在数字基带中提供这些功能的必要性。thead9361还拥有灵活的手动增益模式，支持外部控制。每个通道搭载两个高动态范围模数转换器(adc)，先将收到的i信号和q信号进行数字化处理，然后将其传过可配置抽取滤波器和128抽头有限脉冲响应(fir)滤波器，结果以相应的采样率生成12位输出信号。
发射器采用直接变频架构，可实现较高的调制精度和超低的噪声。这种发射器设计带来了行业最佳的tx误差矢量幅度(evm)，数值不到−40 db，可为外部功率放大器(pa)的选择留出可观的系统裕量。板载发射(tx)功率监控器可以用作功率检测器，从而实现高度精确的tx功率测量。
完全集成的锁相环(pll)可针对所有接收和发射通道提供低功耗的小数n分频频率合成。设计中集成了频分双工(fdd)系统需要的通道隔离。
二、ad9361系统构成
ad9361的框架如下图2-1所示：
图2-1
它支持2x2 mimo通信，收发各有两条独立的射频通路。
tx射频前端构成如下图2-2所示：
图2-2
tx数据通路如下图2-3所示：
图2-3
rx射频前端构成如下图2-4所示：
图2-4
rx数据通路如下图2-5所示：
图2-5
三、初始化及校准总述
ad9361在上电之后便会进入休眠状态。此时用户需要根据所需参数，对芯片进行初始化配置。其配置包括以下几方面：
l 基本参数配置（包含spi时钟频率、dcxo补偿、射频时钟使能）
l bb pll频率配置及校准
l polyphase tx digital filter的系数写入
l polyphase rx digital filter的系数写入
l 数字数据接口配置
l auxdac/auxadc初始化
l control_out端口输出配置
l gpo端口参数配置
l 频率无关的射频参数配置，包括lo power、vco&ldo的参数配置、charge pump校准等）
l t/rx频率综合器参数配置
l t/rx工作频率配置及校准
l mixer gm table增益配置
l rx gain table配置
l rx手动增益配置
l t/rx基带模拟滤波器校准（tune）
l rx tia配置及校准
l 二级tx滤波器校准
l adc初始化
l bb/rf dc校准
l 发射数据正交性校准（相当于iq校准）
l tx增益配置
l rssi及功率测量的初始化
使用ad9361，我们主要关注的有五个方面：一是其中各器件的校准；二是有关滤波器的配置；三是有关数字部分接口的模式、工作方式的配置；四是射频工作状态机控制；五是有关t/rx增益的配置。以下分4节对这几个方面分别阐述。
四、时钟源和rf & bb pll频率综合器
由于时钟是整个芯片的核心，在介绍上节所述五方面之前，我们先详述一下ad9361的时钟、pll和频率综合器。
1、参考时钟及dcxo
ad9361使用分数分频锁相环生成一个本地时钟为信号转换、数字滤波器、io端口提供时钟源。这些pll均需要一个参考时钟，这个时钟可以通过外部晶振提供，或者由外部晶体加上一个可变电容生成所需频率。在使用外部晶体的情况下，需使用dcxo补偿晶体频率来保证输出参考时钟稳定。
2、rf & bb pll 频率综合器
图4-1
参考时钟输入后，分别进入3个独立的pll（如图4-1所示），分别为t/rx频率综合器、基带pll提供参考时钟源。3个pll需各自进行校准。
a）tx、rx pll的锁定
在fdd模式下，tx和rx的pll可工作在不同频率下，它们同时开启；tdd模式下，tx和rx的pll根据收发情况轮流开启。
一般的tdd模式工作状态按照rx-alert-tx-alert-rx跳转，基带通过跳转txnrx信号来控制tx、rx状态的跳转，当txnrx从0跳变到1时，rx pll关闭，tx pll开启并进行重新校准锁定，反之tx pll关闭，rx pll开启并重新校准锁定。tdd模式下每次pll校准锁定的时间大概为45us~60us左右。
不过假如系统每次收发帧所使用的载波频率不变，则不需每次打开tx或rx时重新进行校准，而沿用上一次的校准值。此时需要在一次校准过后将寄存器中的vco cal比特关闭，这样可以明显得缩短信号收发之前，频率综合器的稳定时间。
b）fast lock模式
假如你的系统需要在多个频点上工作，则可以使用fast lock模式，它支持保存多个频点的频率控制字，使得频率变化是，pll的锁定时间更短。然而这种模式tx和rx分别最多只能保存8个频点，还是有一点局限性。
五、器件校准
ad9361的校准及其校验方式简介如下表5-1所示：
表5-1
每次芯片上电或者硬件复位之后都必须进行校准，校准之后的参数会被保存。
校准的顺序由状态机控制，其状态如下表5-2所示。由于其中部分校准需导入其他校准所得结果，因此假如多个校准同时使能，则校准顺序由校准状态机控制。当校准状态机停留在0x1状态时，表示校准完成。
需要注意的是：t/rx的基带滤波器校准不受校准状态机控制，必须在其他校准均不进行时，进行t/rx基带滤波器的校准。
表5-2
下面对几个重要的校准进行单独阐释。
注1：rf频率综合器vco校准
ad9361的发射和接收的频率综合器是独立的，因此tx和rx的rf vco校准需分别进行。
在tdd模式下，txnrx为高代表发射，txnrx低代表接收，做rf tx vco校准是，txnrx需拉高；rf rx vco校准时，txnrx拉低。fdd模式下，需要将ensm调整到alert状态，随后使能频率综合器校准。
官方建议无论使用tdd还是fdd工作模式，均可在做rf频率综合器vco校准时，使用fdd的校准方式，因为fdd校准的频率更准确稳定，但是弊端是耗时较长。
注2：t/rx模拟滤波器校准
模拟滤波器校准有一点需要注意，在进行校准带宽设置时，带宽值需要设置成bb带宽的1.6倍，bb带宽值是基带复数输出带宽的一半，即rx为26mhz~0.2mhz，tx为20mhz~0.625mhz。
六、滤波器配置
本节介绍发射和接收的滤波器通路。
1、发射滤波器通路
tx滤波器通路总体分为3级数字滤波器和两级模拟滤波器，示意图如下图6-1所示：
图6-1
通路输入为i、q两路12bit补码。
a）tx数字滤波器
数字滤波器分为4级，主要用于对接口i、q信号进行插值滤波。它们可由用户控制选通。
第一级prog tx fir支持1倍、2倍、4倍插值，可通过用户配置最高128阶位宽16bit滤波器系数，并且可提供0~-6db滤波器增益。其插值倍数和滤波器阶数关系如表6-1所示：
表6-1
第二级hb1是一个固定2倍插值低通滤波器。其滤波器系数为[−53, 0, 313, 0, −1155, 0, 4989, 8192, 4989,0, −1155, 0, 313, 0, −53]。频率幅度相应如图6-2:
图6-2
第三级hb2也是一个固定2倍插值低通滤波器，系数为[−9, 0, 73, 128, 73, 0, −9]。其幅频相应如图6-3所示。
图6-3
第四级hb3/int3可实现2倍或者3倍插值。2倍插值滤波系数为[1, 2, 1]，其幅频相应如图6-4所示。三倍插值系数为[36, −19, 0, −156, −12, 0, 479, 223, 0, −1215, −993, 0, 3569, 6277,8192, 6277, 3569, 0, −993, −1215, 0, 223, 479, 0, −12, −156, 0, −19, 36]，幅频相应如图6-5所示。
图6-4
图6-5
b）tx模拟滤波器
在数字滤波信号经过dac转换成模拟信号之后，需要经过低通滤波器在滤除杂散干扰。
模拟滤波器分为两级，带宽均可配置。第一级的带宽范围较窄，为625khz~32mhz，通带带宽设置为信号带宽的1.6倍；第二级的带宽范围为2.7mhz~100mhz，通带带宽设置为信号带宽的5倍。
2、接收滤波器通路
接收通路分为两级模拟滤波器和四级数字滤波器，连接示意图如图6-6所示：
图6-6
通路输出也为12bit补码。
a）rx模拟滤波器
接收端模拟滤波器也分为两级，第一级tia lpf的可配置带宽为1mhz~70mhz，配置带宽设置为信号带宽的2.5倍；第二级bb lpf的可配带宽为200khz~39.2mhz，配置带宽为信号带宽的1.4倍。
b）rx数字滤波器
数字通路的4级滤波器正好是发射通路的反向。
第一级hb3/dec3为2倍或3倍抽取可选。2倍抽取的滤波系数为[1, 4, 6, 4, 1]，其幅频相应如图6-7所示。3倍抽取滤波器系数为[55, 83, 0, −393, −580, 0, 1914, 4041, 5120, 4041, 1914, 0, −580,−393, 0, 83, 55]。其幅频相应如图6-8所示。
图6-7
图6-8
第二级hb2和第三级hb1均为2倍抽取的低通滤波器。其系数如下：
hb2：[−9, 0, 73, 128, 73, 0, −9]
hb3：[−8, 0, 42, 0, −147, 0, 619, 1013, 619, 0, −147, 0, 42, 0, −8]
hb2的幅频相应如图6-9，hb3的幅频相应如图6-10。
图6-9
图6-10
最后一级prog rx fir也支持1倍、2倍、4倍抽取，可通过用户配置最高128阶位宽16bit滤波器系数，并且可提供-12db、-6db、0db、6db滤波器增益。
七、数字接口详述
ad9361与数字基带的接口示意图如图7-1所示：
图7-1
数字接口电平有两种可配置模式：cmos和lvds。
1、接口功能介绍
ad9361主要的接口有spi、数据端口p0_d、p1_d、data_clk、fb_clk、tx_frame、rx_frame、enable、txnrx。
l spi：该芯片集成的spi接口为4线spi，可读可写，主要用于配置内部寄存器。
l p0/1_d：这是数据传输端口，位宽均为12bit，根据应用模式可配置成输入、输出和双向。
l data_clk：data_clk由ad9361输出。该时钟主要用于rx状态外部数字基带对p0_d、p1_d数据采样，数字基带生成的数据和控制信号均需为data_clk时钟域的，否则可能导致ad9361获取数据时的采样问题。cmos模式下data_clk通过data_clk_p端口输出。
l fb_clk：fb_clk是data_clk反馈到ad9361的数据时钟。用于ad9361内部对tx_frame、enable、txnrx信号的上升沿采样，以及对于p0_d、p1_d数据端口的上升沿和下降沿采样。注意：fb_clk必须与data_clk同源（频率相同，占空比相同），对两个时钟的相位没有要求。cmos模式下，仅适用fb_clk_p线。
l rx_frame：rx_frame用于在接收状态下标识p0_d、p1_d的数据有效。它可以配置成常高，或是50%占空比的脉冲信号。
l tx_frame：tx_frame用于tx状态下，标识发射数据有效。其时序与rx_frame类似。发射状态下，tx_frame为低，射频发射空数据。
l enable & txnrx：enable和txnrx信号主要在tdd模式下使用，enable拉高时，根据txnrx信号，使射频芯片进入tx或rx状态，txnrx为1表示tx，为0表示rx。
2、接口模式
ad9361数字接口模式主要分四个方面：电平模式（lvds、cmos），数据速率（single data rate（sdr）、dual data rate（ddr）），端口模式（dual port、single port）、收发天线个数（1t1r、2t2r）（此处暂时不详述）。
a）电平模式
接口电平模式主要根据电平信号类型来分类，主要分为两种：lvds模式和cmos模式。它们的区别体现在可使用的信号bit为上。
cmos模式下，各种接口时序的最高频率如表7-1所示。
表7-1
lvds模式下，各接口时序的最高频率如表7-2所示。
表7-2
cmos模式下，所有接口信号都是单端信号。在此电平模式下，允许两组12bit端口p0_d、p1_d并行使用，即允许双端口时序。cmos模式下，单端口信号tx时序如图7-2，rx时序如图7-3； p0/1_d和t/rx_d_p/n的对应关系可参见硬件连接的spec。
图7-2
图7-3
lvds模式下，每bit信号需要p和n两个接口，因此24bit接口用作12bit数据信号。lvds模式下，tx信号时序如图7-4所示，rx信号时序如图7-5所示。
图7-4
图7-5
b）数据速率
数据速率是针对数据端口和时钟的关系来区分。主要分为两种：single data rate（sdr）、dual data rate（ddr）。
sdr的时序举例如下图7-6所示：
图7-6
ddr的时序举例如图7-7所示：
图7-7
c）端口模式
端口模式的区分主要根据使用端口的个数上，分为双端口（dual port）和单端口（single port）。
单端口如图7-8所示；双端口如图7-9所示。
图7-8
图7-9
八、射频工作状态机控制
ad9361的工作模式通过状态机（ensm，enable state machine）控制，ensm可通过spi控制状态跳转，也可以通过enable、txnrx pin信号来实时控制。不过假如校准不成功，这些控制均无效。
图8-1为tdd和fdd模式下，ensm各状态之间的跳转关系。图中的to_alert是通过寄存器ensm config1控制，它的作用是在ensm从tx或者rx状态跳转到wait状态后，自动进入alert状态。
图8-1
ensm的状态定义如表8-1所示。
表8-1
1、spi控制
spi控制跳转与接口时钟data_clk非一个时钟域，因此被认为是异步跳转，默认关闭，可通过ensm config1寄存器打开。
ensm状态机控制寄存器如下表8-2所示：
表8-2
其中force rx、force tx、force alert state用于在tdd模式下，spi控制状态机。而在fdd模式下，force rx信号是无用的，从alert->fdd状态通过force tx控制。
2、enable/txnrx pin控制
enable/txnrx pin控制跳转默认开启。这种控制模式还分两种：一种是pulse mode；二是level mode。
pulse mode
pulsemode的pulse主要是针对enable信号而言的。txnrx主要标示下一个状态是跳转到tx还是rx，为1时跳转tx，为0时跳转rx。
enable以脉冲的形式给出，脉宽不得小于一个fb_clk周期。tdd模式下控制时序如下图8-2所示：
8-2
fdd模式下，控制时序如图8-3所示：
图8-3
level mode
levelmode下，enable以电平形式给出，而enable信号为高时表示芯片现在处于工作状态。而vco、ldo的上电使能还是要通过spi配置。
tdd模式下，控制时序如图8-4所示：
图8-4
fdd模式下，控制时序如图8-5所示：
图8-5
3、fdd independent模式
ad9361的tx和rx在fdd模式下允许工作在同一载波频率下，这就使得fdd模式不局限于仅适用在全双工系统中。像wifi、蓝牙这样的半双工系统，也可以使用fdd模式来避开tdd模式下pll稳定时间较长的问题。而假如fdd模式，tx、rx工作在同一频率，则会导致发送和接收的相互干扰，此时我们就需要tx、rx支持开关。
而本小节的fdd independent模式便支持收发开关独立控制，功能开关是ensm config2 d7比特。功能开启后，可通过txnrx、enable共同控制tx、rx的开启关闭，控制逻辑如表8-3所示。
表8-3
这个模式下，收发关闭后，状态机是不会跳转到fdd flush状态的，因此用户使用时要控制好时间，在两次收或者发开启之间留下足够的时间清空残留数据。
fddindependent模式的level mode和pulse mode的控制时序如图8-6所示：
图8-6
4、ensm与rf vco校准
ensm会输出一个内部信号，控制tx、rx频率综合器校准。
fdd模式下，tx、rx频率综合器会在两种情况下进行校准，一是ensm从wait->alert时，二是频率控制字写入时。而在fdd状态下，校准结果是保持不变的。
tdd模式下，与fdd类似，会在ensm从wait->alert时进行校准，在频率控制字写入时，会根据txnrx判断，让当前使能的vco进行校准。
为了节省功耗，tdd模式下，t/rx的vco并一直保持锁定状态，在rx使能时，tx vco会关闭，反之亦然。当txnrx改变时，再对当前使能的vco重新校准。因此在使用时，alert状态下应该尽早跳转txnrx来为vco校准争取最大时间。
九、增益控制
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两个独立的直接变频接收器拥有首屈一指的噪声系数和线性度。每个接收(rx)子系统都拥有独立的自动增益控制(agc)、直流失调校正、正交校正和数字滤波功能，从而消除了在数字基带中提供这些功能的必要性。thead9361还拥有灵活的手动增益模式，支持外部控制。每个通道搭载两个高动态范围模数转换器(adc)，先将收到的i信号和q信号进行数字化处理，然后将其传过可配置抽取滤波器和128抽头有限脉冲响应(fir)滤波器，结果以相应的采样率生成12位输出信号。
发射器采用直接变频架构，可实现较高的调制精度和超低的噪声。这种发射器设计带来了行业最佳的tx误差矢量幅度(evm)，数值不到−40 db，可为外部功率放大器(pa)的选择留出可观的系统裕量。板载发射(tx)功率监控器可以用作功率检测器，从而实现高度精确的tx功率测量。
完全集成的锁相环(pll)可针对所有接收和发射通道提供低功耗的小数n分频频率合成。设计中集成了频分双工(fdd)系统需要的通道隔离。
二、ad9361系统构成
ad9361的框架如下图2-1所示：
图2-1
它支持2x2 mimo通信，收发各有两条独立的射频通路。
tx射频前端构成如下图2-2所示：
图2-2
tx数据通路如下图2-3所示：
图2-3
rx射频前端构成如下图2-4所示：
图2-4
rx数据通路如下图2-5所示：
图2-5
三、初始化及校准总述
ad9361在上电之后便会进入休眠状态。此时用户需要根据所需参数，对芯片进行初始化配置。其配置包括以下几方面：
l 基本参数配置（包含spi时钟频率、dcxo补偿、射频时钟使能）
l bb pll频率配置及校准
l polyphase tx digital filter的系数写入
l polyphase rx digital filter的系数写入
l 数字数据接口配置
l auxdac/auxadc初始化
l control_out端口输出配置
l gpo端口参数配置
l 频率无关的射频参数配置，包括lo power、vco&ldo的参数配置、charge pump校准等）
l t/rx频率综合器参数配置
l t/rx工作频率配置及校准
l mixer gm table增益配置
l rx gain table配置
l rx手动增益配置
l t/rx基带模拟滤波器校准（tune）
l rx tia配置及校准
l 二级tx滤波器校准
l adc初始化
l bb/rf dc校准
l 发射数据正交性校准（相当于iq校准）
l tx增益配置
l rssi及功率测量的初始化
使用ad9361，我们主要关注的有五个方面：一是其中各器件的校准；二是有关滤波器的配置；三是有关数字部分接口的模式、工作方式的配置；四是射频工作状态机控制；五是有关t/rx增益的配置。以下分4节对这几个方面分别阐述。
四、时钟源和rf & bb pll频率综合器
由于时钟是整个芯片的核心，在介绍上节所述五方面之前，我们先详述一下ad9361的时钟、pll和频率综合器。
1、参考时钟及dcxo
ad9361使用分数分频锁相环生成一个本地时钟为信号转换、数字滤波器、io端口提供时钟源。这些pll均需要一个参考时钟，这个时钟可以通过外部晶振提供，或者由外部晶体加上一个可变电容生成所需频率。在使用外部晶体的情况下，需使用dcxo补偿晶体频率来保证输出参考时钟稳定。
2、rf & bb pll 频率综合器
图4-1
参考时钟输入后，分别进入3个独立的pll（如图4-1所示），分别为t/rx频率综合器、基带pll提供参考时钟源。3个pll需各自进行校准。
a）tx、rx pll的锁定
在fdd模式下，tx和rx的pll可工作在不同频率下，它们同时开启；tdd模式下，tx和rx的pll根据收发情况轮流开启。
一般的tdd模式工作状态按照rx-alert-tx-alert-rx跳转，基带通过跳转txnrx信号来控制tx、rx状态的跳转，当txnrx从0跳变到1时，rx pll关闭，tx pll开启并进行重新校准锁定，反之tx pll关闭，rx pll开启并重新校准锁定。tdd模式下每次pll校准锁定的时间大概为45us~60us左右。
不过假如系统每次收发帧所使用的载波频率不变，则不需每次打开tx或rx时重新进行校准，而沿用上一次的校准值。此时需要在一次校准过后将寄存器中的vco cal比特关闭，这样可以明显得缩短信号收发之前，频率综合器的稳定时间。
b）fast lock模式
假如你的系统需要在多个频点上工作，则可以使用fast lock模式，它支持保存多个频点的频率控制字，使得频率变化是，pll的锁定时间更短。然而这种模式tx和rx分别最多只能保存8个频点，还是有一点局限性。
五、器件校准
ad9361的校准及其校验方式简介如下表5-1所示：
表5-1
每次芯片上电或者硬件复位之后都必须进行校准，校准之后的参数会被保存。
校准的顺序由状态机控制，其状态如下表5-2所示。由于其中部分校准需导入其他校准所得结果，因此假如多个校准同时使能，则校准顺序由校准状态机控制。当校准状态机停留在0x1状态时，表示校准完成。
需要注意的是：t/rx的基带滤波器校准不受校准状态机控制，必须在其他校准均不进行时，进行t/rx基带滤波器的校准。
表5-2
下面对几个重要的校准进行单独阐释。
注1：rf频率综合器vco校准
ad9361的发射和接收的频率综合器是独立的，因此tx和rx的rf vco校准需分别进行。
在tdd模式下，txnrx为高代表发射，txnrx低代表接收，做rf tx vco校准是，txnrx需拉高；rf rx vco校准时，txnrx拉低。fdd模式下，需要将ensm调整到alert状态，随后使能频率综合器校准。
官方建议无论使用tdd还是fdd工作模式，均可在做rf频率综合器vco校准时，使用fdd的校准方式，因为fdd校准的频率更准确稳定，但是弊端是耗时较长。
注2：t/rx模拟滤波器校准
模拟滤波器校准有一点需要注意，在进行校准带宽设置时，带宽值需要设置成bb带宽的1.6倍，bb带宽值是基带复数输出带宽的一半，即rx为26mhz~0.2mhz，tx为20mhz~0.625mhz。
六、滤波器配置
本节介绍发射和接收的滤波器通路。
1、发射滤波器通路
tx滤波器通路总体分为3级数字滤波器和两级模拟滤波器，示意图如下图6-1所示：
图6-1
通路输入为i、q两路12bit补码。
a）tx数字滤波器
数字滤波器分为4级，主要用于对接口i、q信号进行插值滤波。它们可由用户控制选通。
第一级prog tx fir支持1倍、2倍、4倍插值，可通过用户配置最高128阶位宽16bit滤波器系数，并且可提供0~-6db滤波器增益。其插值倍数和滤波器阶数关系如表6-1所示：
表6-1
第二级hb1是一个固定2倍插值低通滤波器。其滤波器系数为[−53, 0, 313, 0, −1155, 0, 4989, 8192, 4989,0, −1155, 0, 313, 0, −53]。频率幅度相应如图6-2:
图6-2
第三级hb2也是一个固定2倍插值低通滤波器，系数为[−9, 0, 73, 128, 73, 0, −9]。其幅频相应如图6-3所示。
图6-3
第四级hb3/int3可实现2倍或者3倍插值。2倍插值滤波系数为[1, 2, 1]，其幅频相应如图6-4所示。三倍插值系数为[36, −19, 0, −156, −12, 0, 479, 223, 0, −1215, −993, 0, 3569, 6277,8192, 6277, 3569, 0, −993, −1215, 0, 223, 479, 0, −12, −156, 0, −19, 36]，幅频相应如图6-5所示。
图6-4
图6-5
b）tx模拟滤波器
在数字滤波信号经过dac转换成模拟信号之后，需要经过低通滤波器在滤除杂散干扰。
模拟滤波器分为两级，带宽均可配置。第一级的带宽范围较窄，为625khz~32mhz，通带带宽设置为信号带宽的1.6倍；第二级的带宽范围为2.7mhz~100mhz，通带带宽设置为信号带宽的5倍。
2、接收滤波器通路
接收通路分为两级模拟滤波器和四级数字滤波器，连接示意图如图6-6所示：
图6-6
通路输出也为12bit补码。
a）rx模拟滤波器
接收端模拟滤波器也分为两级，第一级tia lpf的可配置带宽为1mhz~70mhz，配置带宽设置为信号带宽的2.5倍；第二级bb lpf的可配带宽为200khz~39.2mhz，配置带宽为信号带宽的1.4倍。
b）rx数字滤波器
数字通路的4级滤波器正好是发射通路的反向。
第一级hb3/dec3为2倍或3倍抽取可选。2倍抽取的滤波系数为[1, 4, 6, 4, 1]，其幅频相应如图6-7所示。3倍抽取滤波器系数为[55, 83, 0, −393, −580, 0, 1914, 4041, 5120, 4041, 1914, 0, −580,−393, 0, 83, 55]。其幅频相应如图6-8所示。
图6-7
图6-8
第二级hb2和第三级hb1均为2倍抽取的低通滤波器。其系数如下：
hb2：[−9, 0, 73, 128, 73, 0, −9]
hb3：[−8, 0, 42, 0, −147, 0, 619, 1013, 619, 0, −147, 0, 42, 0, −8]
hb2的幅频相应如图6-9，hb3的幅频相应如图6-10。
图6-9
图6-10
最后一级prog rx fir也支持1倍、2倍、4倍抽取，可通过用户配置最高128阶位宽16bit滤波器系数，并且可提供-12db、-6db、0db、6db滤波器增益。
七、数字接口详述
ad9361与数字基带的接口示意图如图7-1所示：
图7-1
数字接口电平有两种可配置模式：cmos和lvds。
1、接口功能介绍
ad9361主要的接口有spi、数据端口p0_d、p1_d、data_clk、fb_clk、tx_frame、rx_frame、enable、txnrx。
l spi：该芯片集成的spi接口为4线spi，可读可写，主要用于配置内部寄存器。
l p0/1_d：这是数据传输端口，位宽均为12bit，根据应用模式可配置成输入、输出和双向。
l data_clk：data_clk由ad9361输出。该时钟主要用于rx状态外部数字基带对p0_d、p1_d数据采样，数字基带生成的数据和控制信号均需为data_clk时钟域的，否则可能导致ad9361获取数据时的采样问题。cmos模式下data_clk通过data_clk_p端口输出。
l fb_clk：fb_clk是data_clk反馈到ad9361的数据时钟。用于ad9361内部对tx_frame、enable、txnrx信号的上升沿采样，以及对于p0_d、p1_d数据端口的上升沿和下降沿采样。注意：fb_clk必须与data_clk同源（频率相同，占空比相同），对两个时钟的相位没有要求。cmos模式下，仅适用fb_clk_p线。
l rx_frame：rx_frame用于在接收状态下标识p0_d、p1_d的数据有效。它可以配置成常高，或是50%占空比的脉冲信号。
l tx_frame：tx_frame用于tx状态下，标识发射数据有效。其时序与rx_frame类似。发射状态下，tx_frame为低，射频发射空数据。
l enable & txnrx：enable和txnrx信号主要在tdd模式下使用，enable拉高时，根据txnrx信号，使射频芯片进入tx或rx状态，txnrx为1表示tx，为0表示rx。
2、接口模式
ad9361数字接口模式主要分四个方面：电平模式（lvds、cmos），数据速率（single data rate（sdr）、dual data rate（ddr）），端口模式（dual port、single port）、收发天线个数（1t1r、2t2r）（此处暂时不详述）。
a）电平模式
接口电平模式主要根据电平信号类型来分类，主要分为两种：lvds模式和cmos模式。它们的区别体现在可使用的信号bit为上。
cmos模式下，各种接口时序的最高频率如表7-1所示。
表7-1
lvds模式下，各接口时序的最高频率如表7-2所示。
表7-2
cmos模式下，所有接口信号都是单端信号。在此电平模式下，允许两组12bit端口p0_d、p1_d并行使用，即允许双端口时序。cmos模式下，单端口信号tx时序如图7-2，rx时序如图7-3； p0/1_d和t/rx_d_p/n的对应关系可参见硬件连接的spec。
图7-2
图7-3
lvds模式下，每bit信号需要p和n两个接口，因此24bit接口用作12bit数据信号。lvds模式下，tx信号时序如图7-4所示，rx信号时序如图7-5所示。
图7-4
图7-5
b）数据速率
数据速率是针对数据端口和时钟的关系来区分。主要分为两种：single data rate（sdr）、dual data rate（ddr）。
sdr的时序举例如下图7-6所示：
图7-6
ddr的时序举例如图7-7所示：
图7-7
c）端口模式
端口模式的区分主要根据使用端口的个数上，分为双端口（dual port）和单端口（single port）。
单端口如图7-8所示；双端口如图7-9所示。
图7-8
图7-9
八、射频工作状态机控制
ad9361的工作模式通过状态机（ensm，enable state machine）控制，ensm可通过spi控制状态跳转，也可以通过enable、txnrx pin信号来实时控制。不过假如校准不成功，这些控制均无效。
图8-1为tdd和fdd模式下，ensm各状态之间的跳转关系。图中的to_alert是通过寄存器ensm config1控制，它的作用是在ensm从tx或者rx状态跳转到wait状态后，自动进入alert状态。
图8-1
ensm的状态定义如表8-1所示。
表8-1
1、spi控制
spi控制跳转与接口时钟data_clk非一个时钟域，因此被认为是异步跳转，默认关闭，可通过ensm config1寄存器打开。
ensm状态机控制寄存器如下表8-2所示：
表8-2
其中force rx、force tx、force alert state用于在tdd模式下，spi控制状态机。而在fdd模式下，force rx信号是无用的，从alert->fdd状态通过force tx控制。
2、enable/txnrx pin控制
enable/txnrx pin控制跳转默认开启。这种控制模式还分两种：一种是pulse mode；二是level mode。
pulse mode
pulsemode的pulse主要是针对enable信号而言的。txnrx主要标示下一个状态是跳转到tx还是rx，为1时跳转tx，为0时跳转rx。
enable以脉冲的形式给出，脉宽不得小于一个fb_clk周期。tdd模式下控制时序如下图8-2所示：
8-2
fdd模式下，控制时序如图8-3所示：
图8-3
level mode
levelmode下，enable以电平形式给出，而enable信号为高时表示芯片现在处于工作状态。而vco、ldo的上电使能还是要通过spi配置。
tdd模式下，控制时序如图8-4所示：
图8-4
fdd模式下，控制时序如图8-5所示：
图8-5
3、fdd independent模式
ad9361的tx和rx在fdd模式下允许工作在同一载波频率下，这就使得fdd模式不局限于仅适用在全双工系统中。像wifi、蓝牙这样的半双工系统，也可以使用fdd模式来避开tdd模式下pll稳定时间较长的问题。而假如fdd模式，tx、rx工作在同一频率，则会导致发送和接收的相互干扰，此时我们就需要tx、rx支持开关。
而本小节的fdd independent模式便支持收发开关独立控制，功能开关是ensm config2 d7比特。功能开启后，可通过txnrx、enable共同控制tx、rx的开启关闭，控制逻辑如表8-3所示。
表8-3
这个模式下，收发关闭后，状态机是不会跳转到fdd flush状态的，因此用户使用时要控制好时间，在两次收或者发开启之间留下足够的时间清空残留数据。
fddindependent模式的level mode和pulse mode的控制时序如图8-6所示：
图8-6
4、ensm与rf vco校准
ensm会输出一个内部信号，控制tx、rx频率综合器校准。
fdd模式下，tx、rx频率综合器会在两种情况下进行校准，一是ensm从wait->alert时，二是频率控制字写入时。而在fdd状态下，校准结果是保持不变的。
tdd模式下，与fdd类似，会在ensm从wait->alert时进行校准，在频率控制字写入时，会根据txnrx判断，让当前使能的vco进行校准。
为了节省功耗，tdd模式下，t/rx的vco并一直保持锁定状态，在rx使能时，tx vco会关闭，反之亦然。当txnrx改变时，再对当前使能的vco重新校准。因此在使用时，alert状态下应该尽早跳转txnrx来为vco校准争取最大时间。
九、增益控制
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