单端有源箝位DC/DC变换器
单端有源箝位dc/dc变换器
摘要：单端正激式及反激式变换器的性能，因采用了有源箝位/恢复技术而大大增强。其优点是效率高，对外干扰及器件应力小。本文介绍了两种有源箝位电路拓扑，对电路工作状态进行了分析，对磁化电流和负载电流之间的关系进行了推导。最后，对这种有源箝位的dc/dc变换器的优点，作了归纳。
关键词：功率变换开关电源
1引言
在开关电源里，可把直流电压从一个电平变换到另一个电平。诸如buck电路，boost电路以及buck－boost电路。但是，当要求把相当高的直流电压变换到相当低的直流电压时，常规变换技术的效率较低，特别是当变换器的工作频率在1mhz以上时，开关损耗变得特别大。
图1电路就是常规的buck（正激式）变换器。该变换器在正常工作期间，开关管s1导通，把输入电压和输出电压之差加在电感l1上，使电感l1中的电流增加，并对输入电容cs充电；该电流又送至负载rl上。当开关s1关断时，电感l1极性反向使二极管d1导通，然后，电流流经d1和l1，其幅度是逐渐下降的，直到s1再导通为止，又开始下一个工作周期。
图2为常规的buck?boost变换器，它用变压器t把输入及输出电压隔离开来。该变换器可使输出电压的幅值大于或小于其输入电压的幅值。此电路的缺点是开关管电流和二极管电流均比基本的buck或boost变换器的电流大。
本文所介绍的具有有源箝位的dc/dc功率变换器，可以在1mhz以上的开关频率下，以零电压谐振变换来工作。电路中，只需要一个磁芯兼作电感和变压器。通过改变匝比，以获得所需要的电压。对其输出特性的控制和普通的变换器拓扑一样。用零电压谐振变换和变压器隔离技术，对磁芯无特殊要求。该电路控制部分采用脉宽调制技术（pwm），工作频率高，效率也高，且输入输出隔离。
2电路结构说明
图1常规的buck变换器电路
图2常规的buck－boost变换器电路
图3为本文重点介绍的具有有源箝位的dc/dc变换器电路。电路中采用了三只开关管s1、s2及s3，变压器t，变压器初级侧和次级侧的滤波电容分别为ci和cs。为分析方便，假定电容足够大，电容电压在整个开关周期内为恒定值；变压器初次级绕组的耦合系数为1；开关管是理想的，即无功耗，并且能通过正反任一方向的电流。此外，在分析中，只考虑单输出形式，要输出几种电压，可以增加次级绕组。
通常是用普通的定时电路（未画出）来控制三个开关管的工作。其控制波形如图4所示。在工作时，有源箝位开关s1和同步开关s3由同一信号ug来驱动
图3具有有源箝位的dc/dc变换器
图4图3电路工作波形图中ilpm的峰峰值为
图5s2导通电路状态
图6s1、s3导通电路状态
(同时导通，同时截止),如图4（a）波形所示。s2则用相反的信号来驱动。这样，当s1及s3导通时，s2截止,反之亦然。因为假定s1、s2、s3均为理想开关管，即开通与关断是瞬时完成的。实际上，开关时间在30ns～120ns之间，一般采用先关断后开通的波形来驱动。
3电路工作状态分析
图5和图6所示为图3电路的两种工作状态。假定开始时该电路已处于稳态运行，如图5所示，s2导通，变压器初级绕组中的电流增加，给电容cp充电，而输出电流io完全由电容cs支持着。在图6所示的状态中，s1及s3导通。这就使贮存在电容cp和电感lp中的能量，从变压器初级侧传递到次级侧负载。
s2的工作周期为t，占空比为d，导通间隔为工作周期的一部分，即dt。而s1及s3的导通时间间隔为t－dt=t（1－d）。在周期t内，初级绕组两端电压的平均值为零，即
(ui－nuo)dt－nuo(1－d)t=0(1)
uid=nuo(2)
d=nuo/ui(3)
式中，n是变压器的匝比。式（1）示于图4（b）。同样cs中的平均电流也为零。当s2导通时，cs供给负载电流io。当s1及s3导通时，cs充电，以补偿s2导通时cs输出的能量。在理想情况下，可以认为cs中的电流ics基本上是矩形，如图4（c）所示。当s2导通时，cs输入电流ics和输出端电流io是幅值相等相位相反的,即
ics=－io(4)
在s1和s3导通期间，cs的输入电流ics等于次级绕组中的电流is和输出电流io之差，即
ics=is－io(5)
因为电容cs上的平均电流为零，则有
－dio＋(1－d)(is－io)=0(6)
次级绕组中的电流is可表示为
is=io/（1－d）(7)
在s1及s3导通期间
ics=io/(1－d)－io(8)
=io·d/(1－d)(9)
将式（3）代入式（9）得
ics=io·nuo/（ui－nuo）(10)
cs中的输入电流ics示于图4（c），输出电流io示于图4（d），is示于图4（e）。
图7cp与绕组并联电路图
依据线性叠加，变压器初级绕组中的电流由三部分组成：第一部分是磁化电流ilpm，系s2导通时ui在初级绕组两端所加的电压引起的，它与输出电流无关；第二部分电流是在s1和s3导通期间，次级绕组的电流感应到初级绕组中的电流，用ilp1－3表示；第三部分电流是在s2导通期间，由输入电流ilp2所产生的。
磁化电流由加在初级绕组上的电压、绕组电感、开关周期t及占空比d决定。当s2导通时(11)
在s2导通期间，峰－峰磁化电流：(12)
在s1及s3导通期间的峰－峰电流可用同样的方法求出(13)
在稳态条件下，式（12）与式（13）相等。
在s1和s3导通期间，负载电流在初级侧产生的电流ilp1－3，可借用变压器的匝比关系，把式（7）反射到初级侧即得(14)
在s2导通期间，负载电流在初级侧产生的电流ilp2可这样来考虑：在s2导通期间，必定有输入电流流通，以支持输出电流，因为输出能量等于输入能量（理想变压器），又因为瞬时功率等于电压和电流之积，由式（3）可得（15）整理后得（16）
在s2导通期间，平均负载电流在初级侧产生的电流等于输入电流ii（17）或（18）
初级绕组磁化电流ilpm的波形为三角形，如图4（f）所示。由式（14）及（18）所示的负载电流波形分别示于图4（g）和图4（h），而合成的初级电流波形示于图4（i）。由于初级绕组电感量较大，在整个开关周期内，即使s2关断，ilp2基本上仍保持为恒定值。
如果没有输出电流，磁化电流的平均值为零。因此，当变压器空载时，初级电流为正负峰峰等幅的波形。而获得零电压谐振开关，该磁化电流的峰－峰幅值，必须大于两倍负载电流在初级绕组中所产生的电流。
这种串联功率变换拓扑的特点在于：在正激变换电路中，只用了一只磁性元件，该磁性元件起两个作用：一是作为电路中的电感器，二是作为隔离变压器。另外一种类似电路如图7所示。
这种电路结构和工作情况，基本上和图3一样，cp只有当s1导通时，才能并接到初级绕组。图7电路所产生的波形示于图8。其工作状态分别示于图9和图10。在图9中s2导通，使初级绕组中的电流增加，而输出电流完全由电容cs来提供。在图10中s1和s3导通，cp上的电压ucp（是在s1及s3断开时，cp连续充放电所形成的），加在变压器初级绕组上。
图8电路工作波形
图中ilpm的峰值为
图9s2导通电路状态
图10s1、s2导通电路状态
稳态时，初级电感上的电压在一个开关周期内平均值为零
uidt＋(－nuo)(1－d)t=0(19)
nuo(d－1)＋uid=0(20)(21)
其波形示于图8（b）。从式（9）和（21），可得（22）
ics波形示于图8（c）。输出电流io波形示于图8（d），而次级电流is波形示于图8（e）。
在s2导通期间，磁化电流（23）
磁化电流的峰－峰值：（24）
同样，在s1和s3导通期间，磁化电流的峰－峰幅值为：（25）
式（25）的波形示于图8(f)。
式（7）所表示的电流反射到变压器初级侧，就导出式（14）。
在s2导通期间，由负载电流在初级侧所产生的电流，可由式（21）导出（27）整理后可得（28）
在整个开关周期内，s2导通期间由负载电流在初级侧所产生的电流等于输入电流ii（29）或（30）
式（30）的波形示于图8（g）。
初级绕组磁化电流ilpm为三角波形，如图8（f）所示。合成的初级电流波形如图8（h）所示。
当输出电流为零时，就和正激变换器的情况一样，初级绕组中只有磁化电流，其平均值为零。图7电路和图3电路不同点是：图3电路在s2关断期间，初级绕组中无磁化电流，而在图7电路中，即使在s2关断期间，cp仍会提供一定的磁化电流。
4结语
图3电路由于采用开关管s1作为有源箝位/恢复器件，使该电路具有如下优点：
（1）为使变压器恢复，不需要附加恢复绕组，或附加有损耗的箝位器件。
（2）占空比比较高，允许输入电压范围宽，或采用较高的匝比。
（3）由于匝比较高，初级上的电流应力和次级侧上的电压应力可大大减轻。
（4）存贮在寄生元件中的能量被传输到谐振槽路元件上，并循环进行，结果使电路效率提高，噪声下降。
（5）由于开关电压被箝位到一个可控制的电平上，器件应力减小了，就可采用低额的开关器件。
（6）可实施零电压开关（zvs），从而可工作在较高的频率上并获得较高的效率。
（7）在整个输入电压变化范围内，开关管上的电压应力相当恒定，这就为设计者提供了综合考虑的余地。而在其他单端式电路中，由于开关电压应力与输入电压成正比，不具有这个优点。
（8）由于采用了这种有源箝位技术，就有可能在次级侧采用同步开关改善变压器波形。
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图1电路就是常规的buck（正激式）变换器。该变换器在正常工作期间，开关管s1导通，把输入电压和输出电压之差加在电感l1上，使电感l1中的电流增加，并对输入电容cs充电；该电流又送至负载rl上。当开关s1关断时，电感l1极性反向使二极管d1导通，然后，电流流经d1和l1，其幅度是逐渐下降的，直到s1再导通为止，又开始下一个工作周期。
图2为常规的buck?boost变换器，它用变压器t把输入及输出电压隔离开来。该变换器可使输出电压的幅值大于或小于其输入电压的幅值。此电路的缺点是开关管电流和二极管电流均比基本的buck或boost变换器的电流大。
本文所介绍的具有有源箝位的dc/dc功率变换器，可以在1mhz以上的开关频率下，以零电压谐振变换来工作。电路中，只需要一个磁芯兼作电感和变压器。通过改变匝比，以获得所需要的电压。对其输出特性的控制和普通的变换器拓扑一样。用零电压谐振变换和变压器隔离技术，对磁芯无特殊要求。该电路控制部分采用脉宽调制技术（pwm），工作频率高，效率也高，且输入输出隔离。
2电路结构说明
图1常规的buck变换器电路
图2常规的buck－boost变换器电路
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图4图3电路工作波形图中ilpm的峰峰值为
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在s1及s3导通期间的峰－峰电流可用同样的方法求出(13)
在稳态条件下，式（12）与式（13）相等。
在s1和s3导通期间，负载电流在初级侧产生的电流ilp1－3，可借用变压器的匝比关系，把式（7）反射到初级侧即得(14)
在s2导通期间，负载电流在初级侧产生的电流ilp2可这样来考虑：在s2导通期间，必定有输入电流流通，以支持输出电流，因为输出能量等于输入能量（理想变压器），又因为瞬时功率等于电压和电流之积，由式（3）可得（15）整理后得（16）
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如果没有输出电流，磁化电流的平均值为零。因此，当变压器空载时，初级电流为正负峰峰等幅的波形。而获得零电压谐振开关，该磁化电流的峰－峰幅值，必须大于两倍负载电流在初级绕组中所产生的电流。
这种串联功率变换拓扑的特点在于：在正激变换电路中，只用了一只磁性元件，该磁性元件起两个作用：一是作为电路中的电感器，二是作为隔离变压器。另外一种类似电路如图7所示。
这种电路结构和工作情况，基本上和图3一样，cp只有当s1导通时，才能并接到初级绕组。图7电路所产生的波形示于图8。其工作状态分别示于图9和图10。在图9中s2导通，使初级绕组中的电流增加，而输出电流完全由电容cs来提供。在图10中s1和s3导通，cp上的电压ucp（是在s1及s3断开时，cp连续充放电所形成的），加在变压器初级绕组上。
图8电路工作波形
图中ilpm的峰值为
图9s2导通电路状态
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稳态时，初级电感上的电压在一个开关周期内平均值为零
uidt＋(－nuo)(1－d)t=0(19)
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其波形示于图8（b）。从式（9）和（21），可得（22）
ics波形示于图8（c）。输出电流io波形示于图8（d），而次级电流is波形示于图8（e）。
在s2导通期间，磁化电流（23）
磁化电流的峰－峰值：（24）
同样，在s1和s3导通期间，磁化电流的峰－峰幅值为：（25）
式（25）的波形示于图8(f)。
式（7）所表示的电流反射到变压器初级侧，就导出式（14）。
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式（30）的波形示于图8（g）。
初级绕组磁化电流ilpm为三角波形，如图8（f）所示。合成的初级电流波形如图8（h）所示。
当输出电流为零时，就和正激变换器的情况一样，初级绕组中只有磁化电流，其平均值为零。图7电路和图3电路不同点是：图3电路在s2关断期间，初级绕组中无磁化电流，而在图7电路中，即使在s2关断期间，cp仍会提供一定的磁化电流。
4结语
图3电路由于采用开关管s1作为有源箝位/恢复器件，使该电路具有如下优点：
（1）为使变压器恢复，不需要附加恢复绕组，或附加有损耗的箝位器件。
（2）占空比比较高，允许输入电压范围宽，或采用较高的匝比。
（3）由于匝比较高，初级上的电流应力和次级侧上的电压应力可大大减轻。
（4）存贮在寄生元件中的能量被传输到谐振槽路元件上，并循环进行，结果使电路效率提高，噪声下降。
（5）由于开关电压被箝位到一个可控制的电平上，器件应力减小了，就可采用低额的开关器件。
（6）可实施零电压开关（zvs），从而可工作在较高的频率上并获得较高的效率。
（7）在整个输入电压变化范围内，开关管上的电压应力相当恒定，这就为设计者提供了综合考虑的余地。而在其他单端式电路中，由于开关电压应力与输入电压成正比，不具有这个优点。
（8）由于采用了这种有源箝位技术，就有可能在次级侧采用同步开关改善变压器波形。
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