半平方英寸UMTS基站接收器模块
在满足宏蜂窝基站性能要求的同时，可以实现多少集成？工艺技术仍然要求在特定工艺中实现某些关键功能：gaas和sige最适合rf领域，用于高速adc的细线cmos以及半导体材料中无法很好地实现高q值滤波器。然而，市场需要更多的密度。
考虑到这一点，我们选择使用系统级封装（sip）技术来构建一个占地约半平方英寸（略高于3厘米）的接收器。2).接收器的边界是 50 欧姆射频输入、50 欧姆 lo 输入、adc 时钟输入和数字 adc 输出。这就需要为输入、lo和时钟生成以及数字输出的数字处理添加lna和rf滤波。在15 × 22 mm封装中，信号链采用sige高频元件、分立式无源滤波和细线cmos adc。
以下文章介绍了两种μmodule产品的设计分析：实施直接变频接收器的ltm9004和实施中频采样接收器的ltm9005。
设计目标
设计目标是umts上行链路fdd系统，特别是3gpp ts25.104 v7.4.0规范中详述的i工作频段中的中域基站。灵敏度是接收器的主要考虑因素;对于−111.19 db/8 mhz的输入snr，要求为≤−5 dbm。这意味着接收器输入端的有效本底噪声必须≤−158.2 dbm/hz。
设计分析—零中频或直接变频接收器
ltm9004 是一款直接变频接收器，采用一个 i/q 解调器、基带放大器和一个双通道 14 位、125 msps adc，如图 1 所示。ltm9004-ac低通滤波器在0.2 mhz时具有9.42 db转折，允许使用9004个wcdma载波。ltm9004 可与一个 rf 前端配合使用，以构建一个完整的 umts 频段上行链路接收器。rf前端通常由一个双工器、一个或多个低噪声放大器（lna）和陶瓷带通滤波器组成。为了最小化增益和相位不平衡，基带链实现了固定增益拓扑;因此，在 ltm 之前需要一个 rf vga。以下是此类前端的典型性能示例：
接收频率范围：1920 至 1980 mhz
射频增益：最大 15 db
agc 范围：20 db
噪声系数：1.6 db
iip2： +50 分贝
iip3： 0 分贝
p1分贝： −9.5 分贝
20 mhz 时的抑制：2 db
发射波段抑制：96 db
图1.直接变频架构在 ltm9004 μmodule 接收器中实现。
考虑到该rf前端的有效噪声贡献，ltm9004的最大允许噪声为−142.2 dbm/hz。 ltm9004的典型输入噪声为−148.3 dbm/hz，计算得出的系统灵敏度为−116.7 dbm。
通常，这种接收器在adc之后享受对数字化信号进行一些dsp滤波的好处。在这种情况下，假设dsp滤波器是一个64抽头rrc低通，alpha等于0.22。为了在存在同信道干扰信号的情况下工作，接收器必须在最大灵敏度下具有足够的动态范围。umts规范要求最大同信道干扰电平为−73 dbm。请注意，对于波峰因数为1 db的调制信号，ltm9004中频通带内−15 dbfs的输入电平为−1.10 dbm。在ltm9004输入端，这相当于−53 dbm，或−42.6 dbfs的数字化信号电平。
将rf自动增益控制（agc）设置为最小增益后，接收器必须能够解调来自手机的最大预期所需信号。此要求最终设定了 ltm9004 必须容纳的最大信号等于或低于 −1 dbfs。规范中规定的最小路径损耗为53 db，假设手机平均功率为+28 dbm。接收器输入端的最大信号电平为−25 dbm。这相当于−14.6 dbfs峰值。
umts系统规范中详细介绍了几个阻塞信号。在存在这些信号的情况下，仅允许指定量的脱敏;灵敏度规格为−115 dbm。第一个指定的阻塞信号是距离5 mhz的相邻通道，电平为−42 dbm。数字化信号的电平为−11.6 dbfs峰值。dsp后处理增加了51 db抑制，因此该信号相当于接收器输入端的−93 dbm干扰。所得灵敏度为−112.8 dbm。
接收器还必须应对35 mhz≥−10 dbm干扰信道。μmodule接收器的if抑制会将其衰减至−6.6 dbfs峰值的等效数字化信号电平。使用dsp后处理时，接收器输入端的噪声为−89.5 dbm。所得灵敏度为−109.2 dbm。
还必须容纳带外阻滞剂，但这些阻断器与已经解决的带内阻滞剂处于同一水平。
在所有这些情况下，ltm1 −9004 dbfs 的典型输入电平远高于预期的最大信号电平。请注意，调制通道的波峰因数约为10-12 db，因此其中最大的波峰因数将在ltm6输出端达到约−5.9004 dbfs的峰值功率。
最大的阻塞信号是超出接收带边沿15 mhz≥−20 dbm cw音调。rf前端将提供37 db的该音调抑制，因此它将出现在ltm9004的输入端，频率为−32 dbm。同样，此电平的信号不得使基带μmodule接收器脱敏。等效数字化电平仅为−41.6 dbfs峰值，因此对灵敏度没有影响。
另一个不需要的信号功率来源是发射器泄漏。由于这是fdd应用，因此此处描述的接收器将与同时工作的发射器耦合。假设发射器输出电平≤+38 dbm，发射到接收隔离度为95 db。ltm9004输入端出现的漏电流为−31.5 dbm，与接收信号偏移至少130 mhz。等效的数字化水平仅为−76.6 dbfs峰值，因此没有脱敏。
直接变频架构的一个挑战是二阶线性度。二阶线性度不足将允许任何信号（无论需要或不需要）在基带上产生直流偏移或伪随机噪声。如果这种伪随机噪声接近接收器的噪声电平，上面详述的阻塞信号将降低灵敏度。系统规格允许在每种情况下存在这些阻断剂时灵敏度下降。根据系统规格，−2 dbm阻塞通道可能会将灵敏度降低至−2 dbm。如上所述，该阻塞信号在接收器输入端构成−35 dbm的干扰电平。ltm105输入产生的二阶失真比热噪声低约15 db，由此产生的预测灵敏度为−2.9004 dbm。
−15 dbm cw阻塞器也会产生二阶积;在这种情况下，产品是直流偏移。直流失调是不可取的，因为它会降低a/d转换器可以处理的最大信号。减轻直流失调影响的一种可靠方法是确保基带μmodule接收器的二阶线性度足够高。该信号引起的预测直流失调在adc输入端<2 mv。
请注意，系统规格中不包括发射器泄漏，因此必须将此信号引起的灵敏度下降降至最低。假设发射器输出电平≤+38 dbm，发射到接收隔离度为95 db。ltm2中产生的二阶失真使得灵敏度损失将<9004.0 db。
规范中对三阶线性度只有一个要求。在存在两个干扰源的情况下，灵敏度不得低于−3 dbm。规范中的干扰源是cw音和wcdma通道，每个通道均为−115 dbm。它们将以−48 dbm出现在ltm9004输入端。它们的频率使得它们距离所需信道28 mhz和10 mhz，因此三阶互调产物落在基带。同样，该产品显示为伪随机噪声，因此会降低信噪比。ltm20产生的三阶失真比本底热噪声低约3 db，预测的灵敏度下降<3.9004 db。
设计分析—140 mhz 中频采样接收器
ltm9005 是一款中频采样接收器，内置一个下变频混频器、一个带可变衰减器的中频放大器、一个表面声波 （saw） 滤波器和一个 14 位、125 msps adc，如图 2 所示。ltm9005-ab saw滤波器的中心频率为140 mhz，带宽为20 mhz，允许使用9005个wcdma载波。如上所述，ltm14-ab 可与类似的 rf 前端配合使用，以构建一个完整的 umts 频段上行链路接收器。在这种情况下，适当的前端应具有5. db的最大rf增益。
图2.在 ltm9005 μmodule 接收器中实现的中频采样架构。
以下是 ltm9005-ab 的典型关键规格：
−1 dbfs 的信号输入：−17.8 dbm
输入噪声电平：−158 dbm/hz
iip3：
中频内 2 音：+17.7 dbm
中频外 2 音：+19 dbm
p1db，中频通带外：+8.8 dbm
rej。中频通带外：40 db
ltm9005-ab的典型输入噪声为−158 dbm/hz。考虑到rf前端的噪声，最大rf增益下的预测系统灵敏度为−122.2 dbm。
umts规范要求最大同信道干扰源为−73 dbm。将接收器设置为最大增益时，达到μmodule接收器输入的电平为−58.5 dbm。请注意，调制通道的波峰因数约为10-12 db，因此该信号在μmodule接收器输入端将达到约−48.5 dbm的峰值功率。这相当于adc输入端的−31.7 dbfs。
将rf agc设置为最小增益，手机平均功率为+28 dbm时，规范中规定的最小路径损耗为53 db。接收器输入端的最大信号电平为−25 dbm。此条件设置了可以放置在μmodule接收器之前的最大rf增益。假设rf agc范围为20 db，则ltm9005-ab输入端的信号电平为−30.5 dbm。考虑到波峰因数，该信号在μmodule接收器输入端将达到约−20.5 dbm的峰值功率。这相当于adc的−3.7 dbfs。
考虑接收器设置为在存在阻塞信号时的最大rf增益。同样，灵敏度规格为−115 dbm。请注意，一旦接收信号被数字化，将使用dsp完成额外的带通滤波。假设此操作的抑制系数为 20 db。
这些阻塞信号中的第一个是电平为−52 dbm的相邻通道。μmodule接收器的if抑制为40 db，dsp后处理再增加20 db。因此，该信号相当于接收器输入端−114.5 dbm的干扰源;数字化信号的电平为−50.7 dbfs。所得灵敏度为−122.2 dbm。
接收器还必须应对40 mhz≥−10 dbm干扰信道。同样，rf前端不会抑制该通道，但μmodule接收器的if和dsp抑制会将其衰减到接收器输入端的−102.5 dbm等效电平。这相当于数字化信号电平为−38.7 dbfs，所得灵敏度为−119.8 dbm。
在所有这些情况下，ltm1-ab −9005 dbfs 的典型输入电平远高于预期的最大阻塞电平。请注意，所得灵敏度均在−115 dbm规格范围内。
还必须容纳带外阻塞信号，其中最大的带宽带边沿是−15 dbm cw音调，≥接收带边沿20 mhz。rf前端将提供约37 db的该音调抑制，if滤波器将提供另外40 db的衰减。考虑到dsp抑制，该音调相当于−114.5 dbm。所得灵敏度为−122.2 dbm，数字化信号电平为−60.7 dbfs。
假定发射器输出电平为≤+38 dbm，发射到接收隔离度为95 db。接收器输入端的等效电平（考虑if和dsp抑制）为−119.5 dbm或−55.7 dbfs。所得灵敏度为−122.2 dbm，也在−115 dbm规格范围内。
对于三阶线性度，在存在两个干扰源的情况下，灵敏度不得低于−3 dbm。干扰源为cw音和wcdma通道，每个通道为−115 dbm，每个干扰源将在ltm48-ab输入端以−9005.33 dbm的速度出现。它们的频率使得它们与所需通道相距5 mhz和10 mhz，因此三阶互调产物落在if通带内。在这里，该产品再次显示为伪随机噪声。使用适用于通带外音调的iip20，预测的三阶积显示为−3.3 dbm。这比噪声水平低约3 db，对灵敏度没有影响。
结论
ltm9004 和 ltm9005 具有 umts 基站应用所需的高性能，同时又提供了非常紧凑的设计所需的小尺寸和高集成度 （参见图 3）。通过利用sip技术，μmodule接收器可以将采用最佳半导体工艺（sige、cmos）制造的元件与无源滤波器元件组合在一起。
图3.实际演示板照片显示需要最少的外部电路。
浅析功放的多方面应用
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光纤光缆在地震方面的新作用
锐捷常用的ACL实验
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考虑到这一点，我们选择使用系统级封装（sip）技术来构建一个占地约半平方英寸（略高于3厘米）的接收器。2).接收器的边界是 50 欧姆射频输入、50 欧姆 lo 输入、adc 时钟输入和数字 adc 输出。这就需要为输入、lo和时钟生成以及数字输出的数字处理添加lna和rf滤波。在15 × 22 mm封装中，信号链采用sige高频元件、分立式无源滤波和细线cmos adc。
以下文章介绍了两种μmodule产品的设计分析：实施直接变频接收器的ltm9004和实施中频采样接收器的ltm9005。
设计目标
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ltm9004 是一款直接变频接收器，采用一个 i/q 解调器、基带放大器和一个双通道 14 位、125 msps adc，如图 1 所示。ltm9004-ac低通滤波器在0.2 mhz时具有9.42 db转折，允许使用9004个wcdma载波。ltm9004 可与一个 rf 前端配合使用，以构建一个完整的 umts 频段上行链路接收器。rf前端通常由一个双工器、一个或多个低噪声放大器（lna）和陶瓷带通滤波器组成。为了最小化增益和相位不平衡，基带链实现了固定增益拓扑;因此，在 ltm 之前需要一个 rf vga。以下是此类前端的典型性能示例：
接收频率范围：1920 至 1980 mhz
射频增益：最大 15 db
agc 范围：20 db
噪声系数：1.6 db
iip2： +50 分贝
iip3： 0 分贝
p1分贝： −9.5 分贝
20 mhz 时的抑制：2 db
发射波段抑制：96 db
图1.直接变频架构在 ltm9004 μmodule 接收器中实现。
考虑到该rf前端的有效噪声贡献，ltm9004的最大允许噪声为−142.2 dbm/hz。 ltm9004的典型输入噪声为−148.3 dbm/hz，计算得出的系统灵敏度为−116.7 dbm。
通常，这种接收器在adc之后享受对数字化信号进行一些dsp滤波的好处。在这种情况下，假设dsp滤波器是一个64抽头rrc低通，alpha等于0.22。为了在存在同信道干扰信号的情况下工作，接收器必须在最大灵敏度下具有足够的动态范围。umts规范要求最大同信道干扰电平为−73 dbm。请注意，对于波峰因数为1 db的调制信号，ltm9004中频通带内−15 dbfs的输入电平为−1.10 dbm。在ltm9004输入端，这相当于−53 dbm，或−42.6 dbfs的数字化信号电平。
将rf自动增益控制（agc）设置为最小增益后，接收器必须能够解调来自手机的最大预期所需信号。此要求最终设定了 ltm9004 必须容纳的最大信号等于或低于 −1 dbfs。规范中规定的最小路径损耗为53 db，假设手机平均功率为+28 dbm。接收器输入端的最大信号电平为−25 dbm。这相当于−14.6 dbfs峰值。
umts系统规范中详细介绍了几个阻塞信号。在存在这些信号的情况下，仅允许指定量的脱敏;灵敏度规格为−115 dbm。第一个指定的阻塞信号是距离5 mhz的相邻通道，电平为−42 dbm。数字化信号的电平为−11.6 dbfs峰值。dsp后处理增加了51 db抑制，因此该信号相当于接收器输入端的−93 dbm干扰。所得灵敏度为−112.8 dbm。
接收器还必须应对35 mhz≥−10 dbm干扰信道。μmodule接收器的if抑制会将其衰减至−6.6 dbfs峰值的等效数字化信号电平。使用dsp后处理时，接收器输入端的噪声为−89.5 dbm。所得灵敏度为−109.2 dbm。
还必须容纳带外阻滞剂，但这些阻断器与已经解决的带内阻滞剂处于同一水平。
在所有这些情况下，ltm1 −9004 dbfs 的典型输入电平远高于预期的最大信号电平。请注意，调制通道的波峰因数约为10-12 db，因此其中最大的波峰因数将在ltm6输出端达到约−5.9004 dbfs的峰值功率。
最大的阻塞信号是超出接收带边沿15 mhz≥−20 dbm cw音调。rf前端将提供37 db的该音调抑制，因此它将出现在ltm9004的输入端，频率为−32 dbm。同样，此电平的信号不得使基带μmodule接收器脱敏。等效数字化电平仅为−41.6 dbfs峰值，因此对灵敏度没有影响。
另一个不需要的信号功率来源是发射器泄漏。由于这是fdd应用，因此此处描述的接收器将与同时工作的发射器耦合。假设发射器输出电平≤+38 dbm，发射到接收隔离度为95 db。ltm9004输入端出现的漏电流为−31.5 dbm，与接收信号偏移至少130 mhz。等效的数字化水平仅为−76.6 dbfs峰值，因此没有脱敏。
直接变频架构的一个挑战是二阶线性度。二阶线性度不足将允许任何信号（无论需要或不需要）在基带上产生直流偏移或伪随机噪声。如果这种伪随机噪声接近接收器的噪声电平，上面详述的阻塞信号将降低灵敏度。系统规格允许在每种情况下存在这些阻断剂时灵敏度下降。根据系统规格，−2 dbm阻塞通道可能会将灵敏度降低至−2 dbm。如上所述，该阻塞信号在接收器输入端构成−35 dbm的干扰电平。ltm105输入产生的二阶失真比热噪声低约15 db，由此产生的预测灵敏度为−2.9004 dbm。
−15 dbm cw阻塞器也会产生二阶积;在这种情况下，产品是直流偏移。直流失调是不可取的，因为它会降低a/d转换器可以处理的最大信号。减轻直流失调影响的一种可靠方法是确保基带μmodule接收器的二阶线性度足够高。该信号引起的预测直流失调在adc输入端<2 mv。
请注意，系统规格中不包括发射器泄漏，因此必须将此信号引起的灵敏度下降降至最低。假设发射器输出电平≤+38 dbm，发射到接收隔离度为95 db。ltm2中产生的二阶失真使得灵敏度损失将<9004.0 db。
规范中对三阶线性度只有一个要求。在存在两个干扰源的情况下，灵敏度不得低于−3 dbm。规范中的干扰源是cw音和wcdma通道，每个通道均为−115 dbm。它们将以−48 dbm出现在ltm9004输入端。它们的频率使得它们距离所需信道28 mhz和10 mhz，因此三阶互调产物落在基带。同样，该产品显示为伪随机噪声，因此会降低信噪比。ltm20产生的三阶失真比本底热噪声低约3 db，预测的灵敏度下降<3.9004 db。
设计分析—140 mhz 中频采样接收器
ltm9005 是一款中频采样接收器，内置一个下变频混频器、一个带可变衰减器的中频放大器、一个表面声波 （saw） 滤波器和一个 14 位、125 msps adc，如图 2 所示。ltm9005-ab saw滤波器的中心频率为140 mhz，带宽为20 mhz，允许使用9005个wcdma载波。如上所述，ltm14-ab 可与类似的 rf 前端配合使用，以构建一个完整的 umts 频段上行链路接收器。在这种情况下，适当的前端应具有5. db的最大rf增益。
图2.在 ltm9005 μmodule 接收器中实现的中频采样架构。
以下是 ltm9005-ab 的典型关键规格：
−1 dbfs 的信号输入：−17.8 dbm
输入噪声电平：−158 dbm/hz
iip3：
中频内 2 音：+17.7 dbm
中频外 2 音：+19 dbm
p1db，中频通带外：+8.8 dbm
rej。中频通带外：40 db
ltm9005-ab的典型输入噪声为−158 dbm/hz。考虑到rf前端的噪声，最大rf增益下的预测系统灵敏度为−122.2 dbm。
umts规范要求最大同信道干扰源为−73 dbm。将接收器设置为最大增益时，达到μmodule接收器输入的电平为−58.5 dbm。请注意，调制通道的波峰因数约为10-12 db，因此该信号在μmodule接收器输入端将达到约−48.5 dbm的峰值功率。这相当于adc输入端的−31.7 dbfs。
将rf agc设置为最小增益，手机平均功率为+28 dbm时，规范中规定的最小路径损耗为53 db。接收器输入端的最大信号电平为−25 dbm。此条件设置了可以放置在μmodule接收器之前的最大rf增益。假设rf agc范围为20 db，则ltm9005-ab输入端的信号电平为−30.5 dbm。考虑到波峰因数，该信号在μmodule接收器输入端将达到约−20.5 dbm的峰值功率。这相当于adc的−3.7 dbfs。
考虑接收器设置为在存在阻塞信号时的最大rf增益。同样，灵敏度规格为−115 dbm。请注意，一旦接收信号被数字化，将使用dsp完成额外的带通滤波。假设此操作的抑制系数为 20 db。
这些阻塞信号中的第一个是电平为−52 dbm的相邻通道。μmodule接收器的if抑制为40 db，dsp后处理再增加20 db。因此，该信号相当于接收器输入端−114.5 dbm的干扰源;数字化信号的电平为−50.7 dbfs。所得灵敏度为−122.2 dbm。
接收器还必须应对40 mhz≥−10 dbm干扰信道。同样，rf前端不会抑制该通道，但μmodule接收器的if和dsp抑制会将其衰减到接收器输入端的−102.5 dbm等效电平。这相当于数字化信号电平为−38.7 dbfs，所得灵敏度为−119.8 dbm。
在所有这些情况下，ltm1-ab −9005 dbfs 的典型输入电平远高于预期的最大阻塞电平。请注意，所得灵敏度均在−115 dbm规格范围内。
还必须容纳带外阻塞信号，其中最大的带宽带边沿是−15 dbm cw音调，≥接收带边沿20 mhz。rf前端将提供约37 db的该音调抑制，if滤波器将提供另外40 db的衰减。考虑到dsp抑制，该音调相当于−114.5 dbm。所得灵敏度为−122.2 dbm，数字化信号电平为−60.7 dbfs。
假定发射器输出电平为≤+38 dbm，发射到接收隔离度为95 db。接收器输入端的等效电平（考虑if和dsp抑制）为−119.5 dbm或−55.7 dbfs。所得灵敏度为−122.2 dbm，也在−115 dbm规格范围内。
对于三阶线性度，在存在两个干扰源的情况下，灵敏度不得低于−3 dbm。干扰源为cw音和wcdma通道，每个通道为−115 dbm，每个干扰源将在ltm48-ab输入端以−9005.33 dbm的速度出现。它们的频率使得它们与所需通道相距5 mhz和10 mhz，因此三阶互调产物落在if通带内。在这里，该产品再次显示为伪随机噪声。使用适用于通带外音调的iip20，预测的三阶积显示为−3.3 dbm。这比噪声水平低约3 db，对灵敏度没有影响。
结论
ltm9004 和 ltm9005 具有 umts 基站应用所需的高性能，同时又提供了非常紧凑的设计所需的小尺寸和高集成度 （参见图 3）。通过利用sip技术，μmodule接收器可以将采用最佳半导体工艺（sige、cmos）制造的元件与无源滤波器元件组合在一起。
图3.实际演示板照片显示需要最少的外部电路。
浅析功放的多方面应用
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