集成VCO的整数N分频频率合成器满足设计RF系统性能目标
高带宽通信系统中的高数据吞吐量要求使得本振的相位纯度对于可靠性能至关重要。在此类系统中节省空间和成本的一种方法是使用结合pll和vco而不牺牲信号质量的ic。ltc6946 通过集成一个世界级的频率合成器、一个低相位噪声 vco 和一流的性能来实现这一点，从而使设计人员能够满足严格的 rf 系统性能目标。
ltc6946 节省了时间和空间
在rf接收器或发射器系统中，本振（lo）在实现所需的系统规格方面起着关键作用。此类系统的主要目标是最大限度地提高接收或发送信号的信噪比（snr），同时限制电路板空间、功耗和成本。
有几个因素限制了rf系统中的snr，包括接收或发射链的线性度和噪声系数，以及lo的相位噪声和杂散。
在rf链中选择合适的元件可将线性度和噪声系数下降限制在可接受的水平。同样，必须做出谨慎的设计决策，以获得所需的相位噪声和lo杂散电平。
高性能系统需要具有高频谱纯度的lo源，因此需要使用带有外部高端vco的低带内相位噪声合成器。这样的解决方案需要大量的电路板空间，涉及复杂的设计过程，并且相对昂贵。
相比之下，ltc6946 将这些组件集成到单个 4mm × 5mm 封装中，从而满足了高性能系统的要求。具体而言，它将业界领先的超低相位噪声和杂散整数n分频频率合成器与低相位噪声和宽带vco相结合。与外部 vco 系统相比，总体成本较低，并且将 ltc6946 集成到 rf 系统中非常简单，如本文后面所示。
ltc6946 内部有什么？
图 1 示出了简化的 ltc6946 框图，以及外部基准时钟 （例如 ocxo） 和环路滤波器组件。
图1.具有外部基准时钟和环路滤波器的简化ltc6946框图。
简而言之，图1中的相位/频率检测器（pfd）比较了参考时钟的相位和频率，f裁判，除以 r 后产生 f聚苯乙烯，到 vco 的整数除法 n 之后的那些。然后，pfd控制电荷泵的电流源，以确保vco以这样的速率运行：当vco被n分频时，其频率等于f聚苯乙烯其相位与参考时钟同步。这描述了一种负反馈机制，外部环路滤波器组件稳定环路并设置控制带宽。o分压器通过分频vco输出来增加输出频率范围，以创建比vco更多的频段。下式将输出频率与f相关联裁判.
ltc6946 版本
ltc6946有三种不同的频率范围版本，如表1所示。所有版本均提供卓越的带内相位噪声，并具有业界领先的 1/f 性能。集成vco可实现低相位性能，无需外部元件。
ltc6946-1 ltc6946-2 ltc6946-3
vco 范围（兆赫） 2240 到 3740 3080 到 4910 3840 到 5790
f瞧（兆赫），o = 1 2240 到 3740 3080 到 4910 3840 到 5790
f瞧（兆赫），o = 2 1120 到 1870 1540 到 2455 1920 到 2895
f瞧（兆赫），o = 3 747 到 1247 1027 到 1637 1280 到 1930
f瞧（兆赫），o = 4 560 到 935 770 到 1228 960 到 1448
f瞧（兆赫），o = 5 448 到 748 616 到 982 768 到 1158
f瞧（兆赫），o = 6 373 到 623 513 到 818 640 到 965
低相位噪声的重要性
lo相位噪声对系统的影响可以用一个简单的下变频接收器来说明。考虑频率f的完美音调射频由理想混频器下变频，在f瞧如图2所示。lo源具有实际的相位噪声曲线，由周围的裙边所示。在中频（f如果），下变频理想音调被lo源的相位噪声破坏。
图2.使用现实生活中的lo下变频理想音的理想混音器。
混频器rf端口的理想音调具有无限的snr，或者受匹配系统限制的非常大的snr。混频器是理想的，不会降低接收信号的质量。然而，由于lo的相位噪声，混频器的if输出与接收信号相比具有低得多的snr。本例提供了一种简单的方法来描述低相位噪声在保持信号质量方面的重要性。
相位噪声对数字调制信号的影响
复杂的数字调制方案在无线通信中有效利用有限的信道带宽，但往往会给这些系统中用于产生lo的相位噪声要求带来压力。为了进一步阐明相位噪声对这种方法的影响，假设图2中混频器的rf端口接收64正交调幅（64-qam）信号。图3显示了if信号星座图，这是符号采样时刻解调信号的二维散射图，假设混频器和lo源都是理想的。
图3.64-qam 信号的理想星座。
由于每个点都是不同的，并且正好以决策边界为中心，因此适当的解调方案将以零错误破译接收到的消息。
回到图2所示的系统，假设lo的相位噪声是系统中唯一的非理想元件，则if信号的星座变为图4所示。
图4.被相位噪声破坏的64-qam星座。
采样符号的着陆位置受lo相位噪声的影响。因此，解调器不容易理解这些符号。因此，相位噪声本身就能够使解调器的工作变得棘手，导致解释性消息出现错误。
为了正确看待这一点，将相位噪声与白噪声对解调器正确推断消息的能力的影响进行比较。假设图2中的系统和信号都是理想的，只是混频器的噪声系数不为零，因此它会向接收信号添加白噪声。本例中if信号的星座如图5所示。
图5.被白噪声破坏的64-qam星座。
同样，符号偏离其理想位置，导致接收信号出错。白噪声对系统的最终后果与相位噪声非常相似。
在实际情况下，混频器rf端口的接收信号具有有限的snr，这对于if端口的无差错解调已经不足。真正的混音器由于其自身的损伤而使情况恶化。如果不仔细设计，lo的相位噪声会进一步损害snr。因此，相位噪声必须保持在系统中可接受的snr衰减水平或以下。
相位噪声对相邻通道的影响
要求低相位噪声的另一个原因是避免或减少相互混频的影响。在具有特定频段中多个信道的通信系统中，两个相邻信道之间的信号强度变化很大是很常见的。如果要对位于更强的相邻通道旁边的微弱信号进行适当的下变频和解调，则与混频器一起使用的lo必须具有低相位噪声。它必须足够低，以防止较大信号的频谱泄漏严重降低所需通道的snr。
假设在图2中，混频器的rf端口接收到两个理想音，lo具有如图所示的相位噪声曲线。图6描述了新系统，并说明了倒易混合。
图6.lo相位噪声引起的相互混频。
如if所示，lo的相位噪声使较强的相邻通道“泄漏”到较弱的理想通道中，并严重限制了其snr。无论混频器用于下变频还是上变频输入信号，相同的概念都适用。
相位噪声剖析和ltc6946性能
那么，ltc6946 如何与频率合成器性能指标相提并论呢？为了说明这一点，给定lo的相位噪声曲线被细分为四个近似区域，如图7所示的lo边带之一。假设该lo源由pll集成电路产生，该ic将高频vco锁定到较低频率的参考时钟。本文讨论了ltc6946在每个不同区域的性能。
图7.单边带相位噪声剖析。
特写
理想情况下，近载波相位噪声主要由参考时钟的相位噪声曲线决定。然而，pllic的闪烁（或1/f）噪声通常会加剧这里的噪声。该区域通常从lo扩展到100s或1000s的hz。近载波相位噪声会降低复杂通信方案的性能，尤其是在突发持续时间较长的情况下。
ltc6946 具有业界领先的 −274dbc/hz 归一化带内 1/f 噪声规格，相当于一个 100mhz 参考时钟在失调为 100hz 时的 −134dbc/hz 相位噪声电平。这个数字挑战了市场上最好的100mhz晶体振荡器。因此，与其他 pll ic 不同，ltc6946 通常不会降低基准主导的近载波相位噪声。
带内
带内相位噪声通常由pll ic和环路滤波器中的任何噪声元件决定。如果选择不当，参考时钟也可能会增加该区域的噪声。带内相位噪声区域通常延伸到pll的环路带宽附近。根据多个因素，例如通道带宽和其他区域的相位噪声水平，带内相位噪声通常是相位噪声导致信号snr下降的最重要因素。
ltc6946 拥有一个令人印象深刻的 −226dbc/hz 归一化带内相位本底噪声，可将“平台”区域保持在尽可能低的水平。该数字允许 ltc6946 用于要求最苛刻的应用。
vco
vco相位噪声，顾名思义，主要由vco贡献。根据pll环路带宽和通道宽度，vco相位噪声可能是相位噪声导致信号snr下降的重要因素。而且，根据通道间距，vco相位噪声可能会产生相互混频。
与独立宽带 vco 相比，集成到 ltc6946 中的 vco 具有极具竞争力的相位噪声，从而确保了出色的整体性能。
宽带
宽带相位噪声主要由vco输出端的缓冲器主导。与vco噪声一样，由于相互混频，宽带相位噪声会影响相邻通道。即使是很远的通道也会由于远距离的强通道（通常称为阻塞器）而增加其本底噪声。
ltc6946 具有卓越的 −157dbc/hz 宽带相位本底噪声，其性能与独立宽带 vco 的性能相匹配，从而最大限度地降低了阻塞效应。
低杂散的重要性
整数 n 分频 pll 在其 pfd 更新速率 （f ） 下在 lo 偏移周围产生杂散聚苯乙烯）并以该速率的谐波。这些通常称为参考杂散。
考虑多通道无线通信系统的典型场景，该系统在所需通道附近传输较强但较弱的通道，如图8所示。仅显示一个lo参考杂散。
图8.参考杂散引起的相邻信道干扰。
在整数 n 个 pll 中，f聚苯乙烯通常选择等于通道间距，这意味着基准杂散位于与lo的通道间距处。这些杂散将所有相邻和附近的通道转换为if的中心，而lo将所需通道转换为相同的精确频率。
这些不需要的通道与目标通道中的信号无关，表现为目标信号的本底噪声升高，并限制了其snr。因此，重要的是要避免参考杂散。
ltc6946 设计示例
为了理解ltc6946设计过程的简单性，这里显示了用于无线接入的宽带点对点无线电lo的完整设计示例。该设计假定以下频率规划。
lo 频段：4700mhz 至 5700mhz
频率步长（通道间间隔）：5mhz
参考时钟频率：100mhz
基于表 1 中的频率范围，ltc6946-3 适合于覆盖所请求的频带。所有进一步的设计选择都可以使用pllwizard进行™www.analog.com/en/design-center/design-tools-and-calculators 的免费pll设计和仿真工具。
在pllwizard中输入给定的频率信息，并选择pllwizard工具建议的近似噪声优化环路带宽，即可生成修改dc1705a-c演示板所需的环路滤波器值。由于ltc6946 vco增益占频率的百分比几乎恒定，因此设计在频带内任何频率下的环路滤波器适用于所有其他频率。图9显示了用于完成此设计的pllwizard的快照。
图9.用于设计4700mhz至5700mhz带宽lo且通道间隔为5mhz的pllwizard软件工具快照。
dc1705a-c使用上述环路滤波器组件进行了更新，其原理图如图10所示。
图 10.4700mhz至5700mhz lo频率合成器电路原理图。
图11验证了实现的相位噪声是否与pllwizard预测的相位噪声相匹配。100hz至40mhz的双边带集成噪声可实现接近40db的snr，足以满足最苛刻的应用要求。
图 11.相位噪声为5500mhz。
图12显示了5500mhz时的杂散性能。最高的基准杂散约为−97dbc，在如此高的lo频率下是惊人的，并且不太可能造成任何明显的相邻信道干扰。
图 12.频谱在5500mhz。
按照上面总结的快速直接的步骤操作后，该电路就可以部署在现实生活中的点对点无线电应用中。
结论
ltc6946 通过将一个整数 n 分频频率合成器与一个 vco 集成在一起而不牺牲性能来简化频率合成。它非常适合许多要求苛刻的应用，其中低相位噪声至关重要。最重要的是，当与 pllwizard 工具结合使用时，使用 ltc6946 进行设计轻而易举。
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ltc6946 节省了时间和空间
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有几个因素限制了rf系统中的snr，包括接收或发射链的线性度和噪声系数，以及lo的相位噪声和杂散。
在rf链中选择合适的元件可将线性度和噪声系数下降限制在可接受的水平。同样，必须做出谨慎的设计决策，以获得所需的相位噪声和lo杂散电平。
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ltc6946 内部有什么？
图 1 示出了简化的 ltc6946 框图，以及外部基准时钟 （例如 ocxo） 和环路滤波器组件。
图1.具有外部基准时钟和环路滤波器的简化ltc6946框图。
简而言之，图1中的相位/频率检测器（pfd）比较了参考时钟的相位和频率，f裁判，除以 r 后产生 f聚苯乙烯，到 vco 的整数除法 n 之后的那些。然后，pfd控制电荷泵的电流源，以确保vco以这样的速率运行：当vco被n分频时，其频率等于f聚苯乙烯其相位与参考时钟同步。这描述了一种负反馈机制，外部环路滤波器组件稳定环路并设置控制带宽。o分压器通过分频vco输出来增加输出频率范围，以创建比vco更多的频段。下式将输出频率与f相关联裁判.
ltc6946 版本
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vco 范围（兆赫） 2240 到 3740 3080 到 4910 3840 到 5790
f瞧（兆赫），o = 1 2240 到 3740 3080 到 4910 3840 到 5790
f瞧（兆赫），o = 2 1120 到 1870 1540 到 2455 1920 到 2895
f瞧（兆赫），o = 3 747 到 1247 1027 到 1637 1280 到 1930
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f瞧（兆赫），o = 5 448 到 748 616 到 982 768 到 1158
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低相位噪声的重要性
lo相位噪声对系统的影响可以用一个简单的下变频接收器来说明。考虑频率f的完美音调射频由理想混频器下变频，在f瞧如图2所示。lo源具有实际的相位噪声曲线，由周围的裙边所示。在中频（f如果），下变频理想音调被lo源的相位噪声破坏。
图2.使用现实生活中的lo下变频理想音的理想混音器。
混频器rf端口的理想音调具有无限的snr，或者受匹配系统限制的非常大的snr。混频器是理想的，不会降低接收信号的质量。然而，由于lo的相位噪声，混频器的if输出与接收信号相比具有低得多的snr。本例提供了一种简单的方法来描述低相位噪声在保持信号质量方面的重要性。
相位噪声对数字调制信号的影响
复杂的数字调制方案在无线通信中有效利用有限的信道带宽，但往往会给这些系统中用于产生lo的相位噪声要求带来压力。为了进一步阐明相位噪声对这种方法的影响，假设图2中混频器的rf端口接收64正交调幅（64-qam）信号。图3显示了if信号星座图，这是符号采样时刻解调信号的二维散射图，假设混频器和lo源都是理想的。
图3.64-qam 信号的理想星座。
由于每个点都是不同的，并且正好以决策边界为中心，因此适当的解调方案将以零错误破译接收到的消息。
回到图2所示的系统，假设lo的相位噪声是系统中唯一的非理想元件，则if信号的星座变为图4所示。
图4.被相位噪声破坏的64-qam星座。
采样符号的着陆位置受lo相位噪声的影响。因此，解调器不容易理解这些符号。因此，相位噪声本身就能够使解调器的工作变得棘手，导致解释性消息出现错误。
为了正确看待这一点，将相位噪声与白噪声对解调器正确推断消息的能力的影响进行比较。假设图2中的系统和信号都是理想的，只是混频器的噪声系数不为零，因此它会向接收信号添加白噪声。本例中if信号的星座如图5所示。
图5.被白噪声破坏的64-qam星座。
同样，符号偏离其理想位置，导致接收信号出错。白噪声对系统的最终后果与相位噪声非常相似。
在实际情况下，混频器rf端口的接收信号具有有限的snr，这对于if端口的无差错解调已经不足。真正的混音器由于其自身的损伤而使情况恶化。如果不仔细设计，lo的相位噪声会进一步损害snr。因此，相位噪声必须保持在系统中可接受的snr衰减水平或以下。
相位噪声对相邻通道的影响
要求低相位噪声的另一个原因是避免或减少相互混频的影响。在具有特定频段中多个信道的通信系统中，两个相邻信道之间的信号强度变化很大是很常见的。如果要对位于更强的相邻通道旁边的微弱信号进行适当的下变频和解调，则与混频器一起使用的lo必须具有低相位噪声。它必须足够低，以防止较大信号的频谱泄漏严重降低所需通道的snr。
假设在图2中，混频器的rf端口接收到两个理想音，lo具有如图所示的相位噪声曲线。图6描述了新系统，并说明了倒易混合。
图6.lo相位噪声引起的相互混频。
如if所示，lo的相位噪声使较强的相邻通道“泄漏”到较弱的理想通道中，并严重限制了其snr。无论混频器用于下变频还是上变频输入信号，相同的概念都适用。
相位噪声剖析和ltc6946性能
那么，ltc6946 如何与频率合成器性能指标相提并论呢？为了说明这一点，给定lo的相位噪声曲线被细分为四个近似区域，如图7所示的lo边带之一。假设该lo源由pll集成电路产生，该ic将高频vco锁定到较低频率的参考时钟。本文讨论了ltc6946在每个不同区域的性能。
图7.单边带相位噪声剖析。
特写
理想情况下，近载波相位噪声主要由参考时钟的相位噪声曲线决定。然而，pllic的闪烁（或1/f）噪声通常会加剧这里的噪声。该区域通常从lo扩展到100s或1000s的hz。近载波相位噪声会降低复杂通信方案的性能，尤其是在突发持续时间较长的情况下。
ltc6946 具有业界领先的 −274dbc/hz 归一化带内 1/f 噪声规格，相当于一个 100mhz 参考时钟在失调为 100hz 时的 −134dbc/hz 相位噪声电平。这个数字挑战了市场上最好的100mhz晶体振荡器。因此，与其他 pll ic 不同，ltc6946 通常不会降低基准主导的近载波相位噪声。
带内
带内相位噪声通常由pll ic和环路滤波器中的任何噪声元件决定。如果选择不当，参考时钟也可能会增加该区域的噪声。带内相位噪声区域通常延伸到pll的环路带宽附近。根据多个因素，例如通道带宽和其他区域的相位噪声水平，带内相位噪声通常是相位噪声导致信号snr下降的最重要因素。
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vco
vco相位噪声，顾名思义，主要由vco贡献。根据pll环路带宽和通道宽度，vco相位噪声可能是相位噪声导致信号snr下降的重要因素。而且，根据通道间距，vco相位噪声可能会产生相互混频。
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宽带
宽带相位噪声主要由vco输出端的缓冲器主导。与vco噪声一样，由于相互混频，宽带相位噪声会影响相邻通道。即使是很远的通道也会由于远距离的强通道（通常称为阻塞器）而增加其本底噪声。
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图8.参考杂散引起的相邻信道干扰。
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这些不需要的通道与目标通道中的信号无关，表现为目标信号的本底噪声升高，并限制了其snr。因此，重要的是要避免参考杂散。
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lo 频段：4700mhz 至 5700mhz
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图9.用于设计4700mhz至5700mhz带宽lo且通道间隔为5mhz的pllwizard软件工具快照。
dc1705a-c使用上述环路滤波器组件进行了更新，其原理图如图10所示。
图 10.4700mhz至5700mhz lo频率合成器电路原理图。
图11验证了实现的相位噪声是否与pllwizard预测的相位噪声相匹配。100hz至40mhz的双边带集成噪声可实现接近40db的snr，足以满足最苛刻的应用要求。
图 11.相位噪声为5500mhz。
图12显示了5500mhz时的杂散性能。最高的基准杂散约为−97dbc，在如此高的lo频率下是惊人的，并且不太可能造成任何明显的相邻信道干扰。
图 12.频谱在5500mhz。
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结论
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